JPH01315260A

JPH01315260A - スイッチングレギュレータ電源回路

Info

Publication number: JPH01315260A
Application number: JP63144233A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Yamaguchi; 茂山口
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-06-10
Filing date: 1988-06-10
Publication date: 1989-12-20
Anticipated expiration: 2010-09-13
Also published as: JPH0785648B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、商用電源から直流電圧を作り出すスイッチン
グレギュレータ電源回路に関するものである。

従来の技術近年、各種機器に対する電源として、スイッチングレギ
ュレータ電源回路が多いに採用されている。そして、各
種保護回路、例えば過電流保護回路或いは過電圧保護回
路を具備する電源回路も数多く使用されている。

以下、図面を参照しながら従来の電源回路の一例につい
て説明を行なう。

第７図は、過電流制御回路を具備した他励式スイッチン
グレギュレータ電源回路の一例の回路図である。すなわ
ち、第７図中（（イ）、（ロ）は商用電源入力端子で、
正弦波交流電圧が印加され、この交流電圧がブリッジ整
流ダイオード８　、９　、１０．１１で整流され、さら
にコンデンサ１２で平滑され直流電圧が形成される。一
方、発振制御回路１６から、ドライブ回路１６へ、更に
出力トランジスタ１４へとスイッチングのだめの信号の
伝播を行い、トランジスタ１４０オン期間についてスイ
ッチングトランス１３を介して、トランス二次側へエネ
ルギーの供給を行う。なお、１９はトランス二次側出力
の整流ダイオード、２ｏは平滑コンデンサ、２１は負荷
である。

二次側出力電圧レベルを一定に制御するための帰還ルー
プとして、検出回路１８でトランス二次側出力電圧の検
出を行い、発振制御回路１６で発振周期一定の下、オン
デユーテイ比を制御する。

６は過電流検出用抵抗で、この抵抗６に流れるソース電
流の大きさを過電流制御回路１了で検出して、発振制御
回路１６の発振を制御する。なお、抵抗１と２に過電流
検出電圧６の電圧降下を分割するプリーダ抵抗であり、
６はノイズ除去用コンデンサである。

以上のように構成されたスイッチングレギュレータ電源
回路について、以下その動作について説明する。

まず、電源回路の動作スタート時の過渡期間、成るいは
異常状態時、出力トランジスタ１４に過大電流が流れる
。この電流は抵抗６に電圧降下をもたらす。回路の基準
電位を出力トランジスタ１４のソース電位とした場合、
抵抗６には負の電圧が発生する。その電圧波形は第８図
に示すようなものである。この抵抗６に発生した電圧を
抵抗１及び２で分割して、抵抗１０両端電圧を過電流制
御回路１７に印加する。この抵抗１の両端電圧が過電流
制御回路１了のスレショールド電圧ｖｔｈを超えたとき
、発振制御回路１６を制御して発振を一時停止させる所
謂間欠発振動作を行う。その結果、出力トランジスタ１
４をオーバードライブさせることなく、破壊等の事故か
ら素子を保護することが可能となる。

発明が解決しようとする課題発振周期が一定のスイッチングレギュレータ電源回路に
於ける出力トランジヌタに流れるドレイン電流波形は、
交流入力電圧レベルによシそのピーク電流値が変わる。

特に、広範囲な入力電圧（例えば８０Ｖ〜２７０Ｖ）を
扱う場合、その入力電圧の最小値と最大値とでドレイン
電流のピーク電流値は３倍近く変化する。電源回路とし
て負荷−定であることから、入力電圧が増加すると回路
の電流は減少する。

したがって、入力電圧に対する過電流検出電圧ＥＰｏは
第９図に示す如く、一定の傾斜を持って入力電圧が上昇
するにつれて小さくなる。

一方、過電流制御回路の動作開始電圧（スレショールド
電圧■ｔｈ）は一定であるので、交流入力電圧が高い程
、動作開始電圧に対して過電流検出電圧は低いレベルに
なる。このため、電源オンのインラッシュ時、低入力電
圧では過電流制御回路が十分に働き問題ないが、高入力
電圧時、過電流制御回路が働かず、出力トランジスタの
安全動作領域を越えてしまい出力トランジスタが破壊す
るという問題が生じていた。

本発明は、上記問題点に鑑み、簡単な回路構成により広
範囲な交流入力電圧に対して、十分な過電流制御動作を
保証する回路を具備したスイッチングレギュレータ電源
回路を提供するものである。

課題を解決するだめの手段上記目的を達成するために本発明のスイッチングレギュ
レータ電源回路は、スイッチングトランスに印加される
入力電圧に比例する補正電流を作成し、この補正電流と
オン状態のスイッチング素子に流れる電流の双方を検知
し、これら二電流の和が所定値以上の過電流とならない
ように、スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する
ものである。

作　　　用上記構成によって、スイッチングトランスへの入力電圧
に比例する補正電流を作成し、この補正電流とスイッチ
ング素子に流れる電流とを重畳して検知し、入力電圧が
上昇するのにともなって減少するスイッチング素子に流
れる電流の減少分を補償して検知することによシ、電源
オン（インラッシュ）時等だ回路素子の定格を超えて流
れる過電流を、高入力電圧時でも確実に検知でき、過電
流に対する回路保護を正確に実現できる。

実施例以下、本発明の一実施例のスイソチンダレギュレーク電
源回路について、図面を参照しながら説明する。第１図
は本発明の第１の実施例におけるスイッチングレギュレ
ータ電源回路の構成を示すものである。なお、第９図に
示した構成と同様のものについては同符号を付してその
詳細な説明を省略する。

本実施例においては、第９図に示した構成に加えて、ス
イッチングトランス１３に補助巻線ａを設け、スイッチ
ングトランス補助巻線ｌの一端を抵抗３とツェナーダイ
オード４の直列回路に接続し、この直列回路の他端を過
電流制御回路入力端に接続するとともに、補助巻線ｇの
他端を、トランジスタ１４のソースに接続している。

以上のように構成されたスイッチングレギュレータ電源
回路について、以下第１図から第４図を用いてその動作
を説明する。

第２図は本実施例の要部電圧波形であり、同図（′ｂ）
は第１図中０））点の波形を示している。補助巻線ｅを
介して得た過電流制御用補正電流を過電流制御回路１７
にフィードバックしているため、スイッチングトランス
補助巻線ｌから出カドランシスター４のＯＦＦ期間に対
しても電流が流れ、正側にも７Ｅ圧が発生している。負
側のピークは補正電流が流れているために、第８図に示
したものよシミ王位の大きい電圧−ＥＰとなる。同図（
ａ）は補助巻線出力電圧波形であシ、出力トランジスタ
のＯＮ期間は重圧−Ｅｌであり、○ＦＦ期間はＲ２であ
る。

第３図は補助巻線出力電圧−Ｅｌの交流入力電圧に対す
る依存性をグラフ化したものであり、その絶対値は交流
入力電圧が高くなるにつれ大きくなる。

以上の状況下で過電流制御用補正電流ｉ。を解析する。

（１）出力トランジスタ　　ＯＮ期間但し、Ｅ　・・・・・・補助巻線出力電圧、ｖＺ・・・
・・・ツェナー電圧、　　ＶＣ・・・・・・過電流制御
回路入力電圧、Ｒ３・・・・・・補正回路抵抗（（２）
　出力トランジスタ　　ＯＦＦ期間但し、Ｒ２・・・・
・・補助巻線出力電圧ｖＦ・・・・・・ツェナーダイオ
ード順方向降下電圧広範囲入力電圧に対して適切に補正
をかけるために、式（１）にて交流入力電圧ｓｏＶ時、
補正電流ヲ’ｌｉトスルト、ＶＺ＝Ｅ１（８０Ｖ　）　
−ＶＣ？！：　ｆｘ　Ｄ、ツェナー電圧の設定が出来る
。従って、Ｅｌ（８０Ｖ）＝ｖＺ＋ｖｃと選ぶことによ
り交流入力電圧ＳＯＶ時の補正電流をツェナーダイオー
ドで零に設定出来る。そして、ｓｏＶから２了ｏＶの交
流入力電圧に対しては、式（１）に従って補正抵抗値Ｒ
３を適宜選択して、補正電流をプリーダ抵抗１に重畳し
て流すことにより、第４図に示す如く、交流入力電圧に
対して一定の過電流制御入力電圧を維持することが出来
る。

なお、それ程精度を高める必要がない時は、入力電圧８
０ｖで補正電流を必ずしもゼロに設定しなくても良い。

以上のように本実施例によれば、スイッチングトランス
補助巻線４よシ抵抗３及びツェナーダイオード４を介し
て補正電流を過電流制御回路１７に流すことにより、広
範囲な交流入力電圧に対しても過電流制御入力電圧を一
定レベルに維持し、過電流制御動作を確実なものとする
ことが出来る。

尚、第１図の実施例において、補正回路７に第６図の如
くツェナー電流を流す方向にダイオード２２を追加して
も良い。この時、過電流制御動作に寄与しないｉｃ　（
ＯＦ　Ｆ　）電流が零となり、過電流制御入力電圧波形
も第８図の様になる。

又、第１図実施例では過電流制御入力電圧を負電圧とし
て取扱ったが、第６図の如く正電圧として回路構成をし
ても良い。第６図は過電流検出抵抗５をソース回路に挿
入し、その降下電圧をプリーダ抵抗１及び２とで分割し
ている。従って、スイッチングトランス補助巻線の極性
及びツェナーダイオード４の極性が逆となっている。

又、スイッチングトランス補助巻線は専用巻線でなく、
極性が合えば他の巻線と併用することも出来る。

又、前記ツェナーダイオード４がなくても、補助巻線か
ら得た補正電流を過電流検出用抵抗５の検出出力に重畳
することにより、高入力電圧時の抵抗６の検出電流の減
少を補償することができ、ツェナーダイオードを用いる
ものに比べその精度は低下するもののその特性を補正出
来る。

発明の効果以上のように本発明は、スイッチングトランスへの広範
囲な交流入力電圧に対して、この入力電圧に比例する補
正電流を作成し、この補正電流とスイッチング素子に流
れる電流とを併せて検知し、二重流の和が所定値以上に
ならないようにスイッチング素子をオン命オフ制御する
ことによって、高入力電圧時にもスイッチング素子に定
格を越えて電流が流れないように安定的に過電流制御で
き、過渡状態に対して出力トランジスタをオーバードラ
イブさせることなく、破壊等の事故から素子を保護する
ことが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるスイッチングレギュ
レータ電源回路の回路図、第２図は第１図の要部の電圧
波形図、第３図及び第４図は第１図の要部の電圧の交流
入力電圧に対する特性を示す特性図、第６図は本発明の
他の実施例の要部回路図、第６図は本発明の他の実施例
の回路図、第７図は従来のスイッチングレギュレータ電
源回路の回路図、第８図、第９図は従来例の動作を説明
する波形図および特性図である。８．９，１０，１１．１９．２２・・・・・・ダイオー
ド、４・・・・・・ツェナーダイオード、６，１２．２
０・・・・・・コンデンサ、１．２，３．５・・・・・
・抵抗、１３・・・・・・スイッチングトランス、１４
・・・・・・出力電界効果トランジスタ、１６・・・・
・・ドライブ回路、１６・・・・・・発振制御回路、１
７・・・・・・過電流制御回路、１８・・・・・・二次
出力電圧検出回路、２１・・・・・・二次回路負荷。代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名ＩＡ
Ｉ図第２図第５図第６図第　７　図第８図第９図丈ミ糺入カッ電圧

Claims

【特許請求の範囲】

直流電源回路と、一次巻線の一端が前記直流電源回路の
出力に結合され、二次巻線が負荷に結合されたスイッチ
ングトランスと、前記スイッチングトランスの一次巻線
の他端に出力側が結合され、制御端子に入力される制御
信号によって周期的にオン・オフ制御されるスイッチン
グ素子とを備えるとともに、前記スイッチングトランス
の出力から直流電源回路出力に比例する補正電流を作成
する補正電流作成手段と、オン状態にある前記スイッチ
ング素子に流れる電流と前記補正電流とを検知し、これ
ら二電流の和が所定値以上にならないように前記スイッ
チング素子に前記制御信号を供給しオン・オフ制御する
制御手段とを備えることを特徴とするスイッチングレギ
ュレータ電源回路。