JPH01316014A - アクティブフィルター回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は低周波帯に適したアクデイプフィルター回路
に関し、容量を他の能動素子と共に集積回路に内部構成
することを特徴とり−るものである。

（従来の技術） 近年、電子回路の実装密度向上と、コスト低減のため、
従来より集積回路（ＩＣ）の周辺に設けていた容量等の
電子部品をＩＣ内部に構成する試みが盛んに進められて
いる。中でも、フィルター回路における内蔵化はメリッ
トも大きい。

ＩＣ内に精度の高いフィルター回路を完全内蔵する最も
一般的な方法は、トランスコンダクタンスノ７ンプと容
量からなる積分器を単位構成要素としたノアクチイブフ
ィルター回路を用いることである。

ＩＣ内にフィルターを構成する場合に問題となるのは、
その特性が、抵抗値、容量値等のばらつきにより、設ａ
１特性より大きくずれ、かっばらつくることである。そ
こで、上記１〜ランスコンダクタンス・アンプを用いた
アクティブフィルターでは、多段に亘るトランスコンダ
ンクタンス・アンプの各１−ランスコンダクタンス（以
下ｇｍ又はＧｍとする）に、比例関係をもたせるように
している。これにより、抵抗値、容量値の絶対ばらつき
につい−Ｃ補正Ｃき、特性精度を抵抗と容量の比精度に
よって抑えることがＣきる。ＩＣでは、抵抗、容量の比
精度は高くとれるため、上記ｇｍの比例調整によって得
られるフィルター特性のばらつきは、実用上問題となら
なくすることができる。

また、このにうなトランスコンダクタンス・アンプのｇ
ｍを調整する方法は、調整範囲が広く、しかも歪みが少
ないという利点を持つＣいる。

第３図に上記アクティブフィルターの一例として２次の
ローパスフィルターを示す。

第３図に示７Ｉ−１コーパスフィルターは、縦列接続し
た演算増幅器（７１ペアンプ）にＪ、６１〜ランスニ１
ンダクタンス・アンプ７．８の各出力端と赫準電位点と
の間にイれぞれコンデンサＣ３、Ｃ４を接続し、後段の
１〜ランスコンダクタンス・アンプ８の出力端に現れる
信号を、それぞれ前段トランス二１ンダクタンス・アン
プ７及び後段アンプ８の各反転入力端に負帰還している
。そして、入ノｊ信号は、入力端子５を介して前段トラ
ンスコンダクタンス・アンプ７の非反転入力端に入力し
、出力信号は後段トランスコンダクタンス・アンプ８の
前記負帰還信号であり、出力端子６に導出している。

この回路の伝達関数を求めると、次式のように表わされ
る。

ここで、 である。

このような構成の回路によって、例えば帯域を２０［Ｋ
１−１７］に制限ｊるオーディオ帯のＤ−パスフィルタ
ーをＩＣ内に実現することを考える。オーディオ帯の時
定数（まＩＣ内で実現Ｊる揚台、相当小さなものである
。つまり、Ｃ０を承り−（２）式で′、小さなａ＞Ｏを
実現υるためには、■Ｃ３，Ｃ／１を大きくザる、■ｇ
ｍ３．ｇｍ４を小さくづる、という２つの手段が考えら
れる。このうち、■は、ＩＣ内でのチップ面積を増大さ
せることになるので、コスト高となって不経済である。

そこで、あまり容ｆｉ′Ｌを大きくすること無く、低周
波帯の特＋！１を満足させるためには■の方法との併用
を考える。そこで■の方法を検問する。

■の方法を検問するために、代表的な１ヘランスコンダ
クタンス・アンプの具体例を挙げて更に耳組に説明Ｊる
。

第４図は入力差動段、第２差動段、電流折返し段にて構
成する１〜ランスコンダクタンス・アンプの最も一般的
な具体的回路例である。端子１５．１６に差動入力信号
電圧ｖｉｎが掛かり、この信号電り。

Ｖｉｎは、入力差動トランジスタＱ１　、Ｇ２のベース
に７１１１ねる。トランジスタＱ１と０２は、］ニミッ
タ間に抵抗ＲＥ、ＲＥの直列接続を接続し、この直列接
続の交点と基準電位点との間にバイアス電流源２１１を
接続している。

第２差動段は、トランジスタＱ３〜Ｑ６にて描成されで
いる。これら１〜ランジスタＱ３〜Ｑ６は、いわゆるギ
ルバー１〜のゲインセルを成し、固定電圧源ＶＢがベー
スに加えられたトランジスタＱ３゜Ｇ４をトランジスタ
Ｑ１　、Ｇ２とカスケード接続し、バイアス電流源２１
２で駆動づるようにしたトランジスタＱ５　、Ｇ６は、
１〜ランジスタＱ１゜Ｇ２のコレクタからの信号をベー
スに入ツノし、コレクタより、電流源■３〜■８にて構
成する電流折返し段を介し【、端子１７に出力信号電流
１ｏｕｔを導出している。尚、端子１８からの制御電圧
■ａは、バイアス電流源２１２の値を調整でき、これに
よりＧ１１ｌ値を可変することができる。

このような回路は、人力信号電圧Ｖｉｎは、直列抵抗Ｒ
Ｅ、ＲＥによる２ＲＥの抵抗値で電流に変換され、この
電流が、１〜ランジスタＱ１及びＧ２と、トランジスタ
Ｑ５及びＧ６のコレクタ・エミツタ路を流れ、これらの
各バイアス電流１１．Ｉ２によって制御されて、トラン
ジスタＱ５　、Ｇ６のコレクタに、Ｑ　ｍによっでＶｉ
ｎに比例した差動電流が現れる。これを電流折返し段に
よりシングル−〇　− 電流に変換して出力信号としている。

この回路の１−ランス−１ンダクタンスＱｍは、Ｇｍ　
＝−！−・Ｉ２　　　　　　　　　　　　　・・・（３
）Ｅ　　１１ で表わすことができる。

また、この回路のノイズは、トランジスタＱ３〜Ｑ６の
ベース抵抗の熱雑音と、コレクタ電流のショット電流が
支配的である。このうら、ベース抵抗の熱雑音について
は、ＩＣ製造工程での低ノイズブ［１セスを選び、トラ
ンジスタの形状をＥ１ｍ大することによって、減少させ
ることが可能である。

コレクタ電流につい゛（（，１、出力電流１ｏ＋、＋１
のＳ／Ｎを劣化する。先ず、１〜ランジスタＱ３　、　
Ｑ４、−２ の」レクタショット電流１０は、 ＋ｎ　　＝２Ｑ１１Δｆｘ　＜　−Ｌ？−）　２・（４
）・−２ トランジスタＱ５　、Ｑ６のコレクタショク１〜電流、
−２ １０は、 ｉ″″″″ｎ２−２ｑＩ２Δｆ　　　　　　　　　　・
（５）イｕし、Δｆは雑音帯域幅、ｑは電子の電荷を表
わす。これより、端子１７に現れる１−一タル雑音電流
は、上記雑音以外の雑音を無視づると、−・方、端子１
７に現れる信号電流は、（３）式を用いて、 （６）　、　（７）式より、端子１７での電流のＳ／Ｎ
は、ンス・アンプにおける出力電流ＩｏｕｔのＳ／Ｎが
求まる。

さて、■のｃｉ　ｍ３．　ｇ　ｍ４を小さくする方法に
よって特性を満足しようとすると、（３）式より、■Ｒ
Ｅ１１を大ぎくする、■■２を小さくする、という２つ
の手段が考えられる。

しかしながら、上記■と■の手段は、（８）式により出
ツノ電流のＳ／Ｎを導いた結果、Ｒ［１１を大きくして
も、Ｉ２を小さくしても、Ｓ　／　Ｎ　ｈ＜悪化してし
まい、オーデイＡ信号帯のフィルターとしては致命的で
あることが判る。

尚、実際に、このようなトランスコンダクタンス・アン
プを−１：１シバシタとの組み合わせで実現させたフィ
ルター回路のＳ／Ｎは、構成法及びフィルターの各種定
数により変化づるもので、（８）式で定まるＳ／Ｎと一
致Ｊるものではないが、フィルター特性に合わせて構成
法と各定数を決めてしまえば、フィルター全体のＳ／Ｎ
はトランス−１ンダクタンス・アンプ単独のＳ／Ｎに対
応して変化するものなので、本明細書では、Ｓ／Ｎが（
８）式のみによって定まるものと仮定して説明づる。

（発明が解決しようどする課題） トランスコンダクタンス・アンプの出力端に容量を接続
して構成するアクティブフィルター回路は、容が内蔵で
低周波帯のフィルター回路を横成する場合、実用上、容
量の大ぎざが制限されるので、ｌ・ランスコンダクタン
スを小さくする手段との併用により、低周波帯のフィル
ターを満足りる特性を実現している。しかし、トランス
コンダクタンスを小ざくづることは、Ｓ／Ｎの悪化を招
き、十分に容量を小さくでることができないという問題
があった。

この発明は上記問題点を除去し、Ｓ／Ｎの悪化と容量の
狭小化が対立した設計制約ファクターとならず、低周波
帯のフィルターとして十分な特性を満足する全ＩＣ化が
可能なアクティブフィルター回路の提供を目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、反転入力端と出力端間を短絡或は抵抗を介
して接続した演算増幅器の非反転入力端と前記出力端と
の間に、直列接続を成づ第１゜第２の抵抗を接続し、前
記非反転入力端にキャパシタの一端を接続して成る容量
増倍回路と、入力信号と所定帰還信号との差動入力電圧
に比例した電流を出力として出力端に導出し、この出力
端を前記第１．第２の抵抗の接続交点に接続したトラン
スコンダクタンス・アンプと、を組合わせて同一の集積
回路に構成したアクデイプフィルター回路である。

（作用） このような構成によれば、容量増倍回路は、増幅率１の
演算増幅器におりる入力※η；に、容ｈ１顧が第１．第
２の抵抗の比によって定まる割合だり増倍された容量素
子と等価となる。従って、このような容量増倍回路を１
〜ランス］ンダクタンス・アンプの出力端に接続Ｊるこ
とで、実際に用いたキャパシタより大きな容量によるフ
ィルター効果が得られ、トランスコンダクタンスを小さ
くＪることなしに、低周波帯の所定共振周波数に合わせ
た時定数を実現し、Ｓ／Ｎの改善と小容槍化を図り、低
周波帯フィルターの完全ＩＣ化を実現する。

（実施例） 以下、この発明を図示の実施例によって説明する。

第１図（よこの発明に係るアクティブフィルター回路の
一実流例を示づ゛回路図である。

第１図に示す回路は、２次のローパスフィルター回路を
示し、入力端子１にはＡ−デイＡ帯域の低周波信号が入
力している。この端子１からの信号は、ｇｍｌなる定数
を有するトランスコンダクタンス・アンプ３の非反転入
力端に入る。トランスコンダクタンス・アンプ３の電流
出力端に現れる信号は、抵抗Ｒ１を介し−Ｃ次段トラン
スコンダクタンス・アンプ４の非反転入力端に導入する
と共に、抵抗Ｒ２を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入
力端に導く。この演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端と基
準電位点との間には、キャパシタＣ１を接続しである。

また、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端と出力端とは、互
いに短絡されて前記次段トランスコンダクタンス・アン
プ４の非反転入力端に接続している。

１〜ランスコンダクタンス・アンプ４の電流出力端側に
も、」二記抵抗Ｒ１、Ｒ２、キ１７パシタＣ１及び演算
増幅器ＯＰｉによる回路と同じ構成の回路が１８続しで
ある。即ち、トランスコンダクタンス・アンプ４の出力
９″１：；は、抵抗Ｒ３を介しＣ出力端子２に接続する
と共に、抵抗Ｒ４，キャパシタＣ２を介して基準電位点
に接続している。−ルパシタＣ２と抵抗Ｒ４との接続交
点は、演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端に接続し、演算
増幅器ＯＰ２の反転入力端と出力端とは、互いに接続し
て出力端子２に接続している。そして、出力端子２に現
れる出力信号は、トランスコンダクタンス・アンプ３及
び４の各反転入力端に負帰還信号として供給するように
している。

本実施例による２次の【−１−パスフィルターは、以上
のように構成され、次に、その動作を説明づる。

第１図の回路における各トランスコンダクタンス・アン
プ３．／ｌの出力端側に接続した回路は、いずれも第２
図（Ａ）に示づような構成をしている。

第２図（八）において、Ｐｌｎはトランスコンダクタン
ス・アンプ３（４）からの信号電流の入力端を示し、抵
抗Ｒ八は、抵抗Ｒ１（Ｒ２）に、抵抗ＲＢは抵抗Ｒ２（
Ｒ４）にそれぞれ対応している。

また、増幅率△の演算増幅器１２は演算増幅器ＯＰ１　
　（ＯＲ３）に対応し、Ｃ八はキャパシタＣＩ（Ｃ２）
に対応している。

今、トランスコンダクタンス・アンプ３（４）における
電流出力端の出力インピーダンスを無限大とし、同出力
端からの信＠電流Ｉｉにより抵抗ＲＡとＲＢの接続交点
＜　ｐ　ｉｎ）に生ずる信号電圧をＶｌ、キＡ７パシタ
Ｃ＾の両端に現れる電圧をＶＣ１抵抗ＲＡを経て出ノｊ
端に視れる信号電圧をＶＯとして第２図（八）に示す回
路の式を立てると、ＶＯ＝Ａ　（Ｖｃ　−Ｖｏ　）　　
　　　　　　・・・（１０）（９）　、　（１０’）、
　（１１）式を連立して、Ｖｉ／Ｉｉ　とＶＯについて
解くと、 Ｖｏ＝−Ａ−Ｖｃ　　　　　　　　　　・・・（１３）
１−＋−へ −１／Ｉ　　− Ａ−＋■とし−Ｃ近似すると、（１２）、　（１３）式
は、ｖｏ　＝ｖｃ　　　　　　　　　　　　　　　・・
・（１５）となる。

（１４）、　（１５１式より、第２図（Ａ）の回路は、
第２図（Ｂ）の回路で表わすことができる。Ｂｌｌ　’
）、入力端Ｐｉｎから出力端（■０）を見ると、演算増
幅器１２と等価となる増幅率１の増幅器１２’　ｉ、ｌ
：、ＲＡと価容量を直列接続しＩこ回路の接続交点に現
れる電圧ＶＣを増幅して出力端に導出している。つまり
、児えることになる。従って、抵抗ＲＡ　、ＲＢによる
倍率を大きく選べば、小さ４工容昂のキャパシタで等刷
面に大ぎな容量が実現゛Ｃぎることを意味Ｊる。

このように、第１図に示す回路は、等刷面に容量を増倍
りる回路を、従来の−１：ヤパシタ０３．Ｃ４の代わり
に設（プ、−１−ヤパシタＣＩ　、Ｃ２より容量の大き
なキャパシタを接続したのと同等の効果を４！Ｊ、Ｊ、
うとＪるものである。

しかし、上記容量増倍回路がフィルター特性に影響を与
えないにうにづるためには、信号経路に対し直列に入る
並列抵抗ＲＡ／／ＲＢの値が小さいことが要求される。

この発明では、容量増倍回路を、１〜ランスコンダクタ
ンス・アンプの電流出力端に接続することが萌提ぐあり
、この電流出力端がインピーダンス無限大であることを
考慮すれば、」二記並列抵抗が若干の値をイ１していて
も、周波数特性を変えるファクターとはならないことが
推察できる。ところが、実際には、トランスコンダクタ
ンス・アンプの出力インピーダンスが有限であることと
、出）Ｊのダイナミックレンジが有限であることによる
若干の影響が考えられる。

上記の影響を除去するためには、ＲＡ　、ＲＢをその比
を変えないで小ざくづれば良い。つまり、容量増倍回路
の等測的内部時定数である＝　１６− （ｒ＜Ａ／／１１）　　・　ＲＡ−１−Ｒ８Ｃ八　−Ｒ
ＢＣＡＲ八 ・・・（１６） の値が、低周波・：１シ（例えばＡ−ディオ帯域）の所
定共振周波数に対応した詩定数にり十分小ざい値（例え
ば１μｓｅｃ以下）４蒙らば、ＲＡとＲ８の１）し列抵
抗による影響は無視できるくらい小さくりることができ
る。

次に、上記容量増倍回路ににつてどれだりキ１１パシタ
を小さくＣぎるかを説明する。

第１図の回路で、第３図と同じ周波数特性を得ることを
考える。先ず、両回路の１〜ランスコンダクタンス・ア
ンプ３，４のｇｍｌ、ｇｍ２は、それぞれｇｍ３．ｇｍ
４に等しいどする。第１図の容量増倍回路を第２図（Ｂ
）の等価回路を用いてｄ１替えると、両回路で同じ周波
数特性を持たせるためには、（２）式を参照して ｃ　　４　　＝　　Ｒ３−ト　Ｒ４ｃ　２−１７　＝ （但し、Ｒ１／／Ｒ２とＲ３７／Ｒ４は周波数特性に影
響を及ぼさないような比較的小さな抵抗値に選ぶ）の関
係が成立覆る。これは同じ特性を得るのに、ＣＩ　、Ｃ
２の容量が、それぞれ従来構成の場合の　　　　　　　
　Ｒ３−で済むことになる。

Ｒ１＋Ｒ２Ｒ３＋Ｒ４ 具体的に説明づるど、例えば、Ｒ１：Ｒ２＝１：９、Ｒ
３：Ｒ４＝１　：９とずれば、Ｃ１：Ｃ２の容量は、１
０分の１′ｃ済むことになる。容＆′Ｌ値の減少はその
ままＩＣ回路上での面積の削減となり、低＝１ストのア
クデイプフィルターＩＧを楊或することができる。

また、上記のＪ：うな容量の増倍は、そのままトランス
コンダクタンスを増大することになる。

これは、上記とは逆に、第１図の回路と第３図の回路と
で、容量値が苦しい（Ｃ３＝Ｃ１、Ｃ４＝Ｃ２）という
条件となる。従ってこの場合には、なる。例えばＲ４：
Ｒ２＝ｉ　：９．　Ｒ３：Ｒ４＝１：９と覆れば、ｇｍ
ｌ、　ｇｍ２は、それぞれ１０倍になる。

ここで、第４図の具体回路で考える。（３）式の分子１
’（Ｅｌｌは、入力ダイナミックレンジが７曲の最大値
Ｖ　１ｎＨＡＸ以上である必要性とく無歪み条件）、こ
の条件下でできるだりＳ／Ｎを得たいという相反する関
係から、Ｖ　ｉｎＭ八ＸへＪ：り僅かに大ぎな値に選ぶ
。また、ＲＥｌｌは、最適設計がなされるならば、変更
不要であるので、固定値とＪる１、今、ｇｍｌ、　ｇｍ
２を大きくしでＳ／Ｎを得ようどりるため、１１，１２
を１０倍にし、１１　Ｅを１０分の１にりる。これは、
ＲＥ　１１を倹えずに、Ｑｍを１０倍することになる。

この場合、（８）式より、トランスコンダクタンス・ア
ンプのＳ／Ｎは、ｍ−倍即ち、１０［ｄＢ］アップＪ−
ることになる。

このにうに、本実施例のアクティブフィルター回路は、
容量値を小ざくする回路定数を設定Ｊることで、Ｓ／Ｎ
も高くすることがＣきるもので゛ある。

尚、上記実施例は、ローパスフィルターの場合で説明し
たが、例えば、基準電位点側に接続したキトパシタＣ４
、Ｃ２の一端を帰遷信号経路（低インピーダンス端子）
に接続することで、ノツプフィルターを実現することら
できる。また、キャパシタＣＩ　、Ｃ２の前記端子は、
電圧源端子に接続しても良い。要は、キャパシタＣＩ　
、Ｃ２の前記端子の接続点を選択することで種々の特性
のフィルターを実現Ｊることができる。

また、実施例では、出力端と反転入力端間を短絡し、ポ
ルチーシボ［１ワ接続による演算増幅器を用いて容量増
倍回路を実現しているが、同端子間に所定値の抵抗を接
続してらよい。これにより、利得を所望値に設定づるこ
とができる。

更に、この発明による容量増倍回路は、演算増幅器ＯＰ
Ｉ　　（Ｏ１２）が容量端電圧ＶＣのバッファとなって
いるため、アクデイプフィルターを構成づ−る他の要素
との接続が容易であるという利点がある。

「発明の効果コ 以上説明したようにこの発明によれば、Ｓ／Ｎ改善と小
容量化とを同時に進める設計が可能どなり、特にオーデ
ィオ帯にお番ノるＩＣフィルターとして非常に有効な手
段どなる。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明に係るアクティブフィルター回路の一
実施例を示す回路図、第２図は第１図の回路を詳述する
ための説明用の回路図、第３図は従来のローパスフィル
ターを例にした従来のアクティブフィルター回路を示Ｊ
回路図、第４図は従来のトランスコンダクタンス・アン
プの具体回路の一例を示す回路図である。 １入力端子、２・・・出力端子、３．／Ｉ・・・トラン
スコンダクタンス・アンプ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４−
４１１；抗、ＣＩ　、Ｃ２−＊ｖパシタ、ＯＰｌ　、　
Ｏ１２・・・演算増幅器、ｇｍｌ、　０ｍ２・・・トラ
ンスコンダクタンス。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 反転入力端と出力端との間を直接又は抵抗を介して接続
   した演算増幅器の非反転入力端と前記出力端との間に、
   直列接続を成す第１、第２の抵抗を接続し、前記非反転
   入力端にキャパシタの一端を接続して成る容量増倍回路
   と、 入力信号と所定帰還信号との差動入力電圧に比例した電
   流を出力として出力端に導出し、この出力端を前記第１
   、第２の抵抗の接続交点に接続したトランスコンダクタ
   ンス・アンプとを有し、前記キヤパシタの他端を基準電
   位点或は所定信号路に接続した前記容量増倍回路とトラ
   ンスコンダクタンス・アンプとの組合わせを、単独或は
   被数個同一の集積回路に搭載して構成したことを特徴と
   するアクティブフィルター回路。