JPH0131808B2

JPH0131808B2 -

Info

Publication number: JPH0131808B2
Application number: JP58023949A
Authority: JP
Inventors: Botaro Hirosaki
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1983-02-16
Filing date: 1983-02-16
Publication date: 1989-06-28
Also published as: JPS59149440A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、直交多重された複数個の直交振幅変
調（以下QAMと略称する）信号を伝送路を介し
て受信し、所定の標本化クロツクにて標本化し、
アナログ−デジタル（以下ADと略称する）変
換、波操作および離散フーリエ変換操作（以下
DFTと略称する）等により複数個の原基底帯域
信号を復調する直交多重信号の受信系におけるオ
フセツト抑圧形キヤリア・タイミング結合制御方
式に関する。複数個のQAM信号を直交多重して送信し、受
信側にて各ベースバンド信号を復調する直交多重
伝送方式は高能率データ伝送を可能にし、しかも
そのデジタル信号処理過程にDFTを導入すれば
送受信装置が著しく簡単化できることが既に知ら
れている（例えば文献として1981年７月発行の刊
行物「IEEE TRANSACTIONS ON
COMMUNICATIONS、Vol.COM−29、No.７」
の第982頁〜第989頁記載の論文「AN
ORTHOGONALLY MULTIPLEXED QAM
SYSTEM USING THE DISCRETE
FOURIER TRANSFORM」および文献２とし
て1981年登録の米国特許第4300229号記載の
「TRANSMITTER AND RECEIVER FOR
AN ORTHOGONALLY MULTIPLEXED
QAM SIGNAL OF Ａ SAMPLING RATE
Ｎ TIMES THAT OF PAM SIGNALS、
COMPRISNG、AN TRANSFORM
PROCESSOR」を参照されたい）。また、復調さ
れた複素ベースバンド信号に対する２次元自動等
化器も既に提案されており、この２次元自動等化
器を用いれば伝送路にて被つた回線歪を完全に等
化することができ、更に静的なキヤリア位相ず
れ、タイミング位相ずれをも同時に抑圧してしま
うことが知られている（例えば文献３として1981
年１月発行の刊行物「IEEE TRANSACTIONS
ON COMMUNICATIONS、Vol.COM−28、
No.１」の第73頁−第83頁記載の論文“AN
ANALYSIS OF AUTOMATIC
EQUALIZERS FOR ORTHOGONALLY
MULTIPLEXED QAM SYSTEMS”を参照さ
れたい）。しかしながら、前記の自動等化器のみでは、所
謂動的なキヤリア位相変動、タイミング位相変動
に充分な精度で追従し得ない。こうした動的位相
変動を抑圧する方法として送信信号と共にパイロ
ツトを送出し、受信側ではこのパイロツトの位相
変動を検出して複素ベースバンド信号に適当な補
償用位相回転を施す方法が既に知られている（例
えば文献４として昭和55年特許願第4382号を参照
されたい）。しかし、上記の方法では、パイロツトを伝送す
るための余分な帯域を要することとなり、特に伝
送効率の高さを重視する場合にはこれが欠点とな
る可能性があつた。本発明の目的は、以上の観点に立脚し、余分な
パイロツトを使用することなく動的位相変動を抑
圧し得るオフセツト抑圧形キヤリア・タイミング
結合制御方式を提供することにある。即ち、本発明は直交多重されたQAM信号が全
てスタがQAM（同相、直交間にシンボル周期の
寸度半分の遅延差があるQAM）である点、及び
全てのQAM信号のシンボル・タイミングが同期
している点に着目し、これらの性質を巧みに組合
わせた最尤受信系を構成することにより、動的位
相変動を精度良く抑圧し得るオフセツト抑圧形キ
ヤリア・タイミング結合制御方式を提供するもの
である。以下図面を用いて本発明の原理及びその構成を
説明する。第１図は、二次元変調信号の一般的な生成過程
を示すブロツク図であり、１，２は各々同相デー
タ直交データの入力される入力端であり、３，４
は各各同相側ベースバンド整形フイルタ、直交側
ベースバンド整形フイルタであり、５，６は乗算
器、７は加算器を表わしている。８は出力端であ
り、この出力端を介して二次元変調信号が伝送路
へ送出される。第１図において、入力端１，２に
入力される同相データ｛a_k｝、直交データ｛b_k｝
のクロツク周期をＴ秒とし、３で示される同相側
ベースバンド整形フイルタの単位応答をｐ（ｔ）、
４で示される直交側ベースバンド整形フイルタの
単位応答をｇ（ｔ）とする。また変調キヤリア角
周波数をw_c（ラジアン／秒）とすれば、出力端８
に得られる二次元変調信号ｓ（ｔ）は次のように
表現される。ｓ（ｔ）＝〓^k ｛a_kｐ（ｔ−kT）cosw_c ＋b_kｇ（ｔ−kT）sinw_cｔ｝ここで、上記の二次変調信号ｓ（ｔ）に対する
受信操作について考えてみる。簡単のため、伝送
路における回線歪は無視し得るものとし専ら伝送
遅延t′およびキヤリア・オフセツトΔwを被るも
のとする。この時、受信信号ｒ（ｔ）は、ｓ（ｔ）
が伝送遅延t′とキヤリア・オフセツトΔwを受け
て得られる信号r₀（ｔ）と白色雑音ｎ（ｔ）との和
として表わされる。ここでr₀（τ）は、w′_c＝w_c＋Δwとして r₀（τ）＝Σ｛a_kｐ（ｔ−t′−kT）cosw′_c（ｔ−t′
）＋b_kｇ（ｔ−t′−kT）sinw′_c（ｔ−t′）｝と表わされる。 t′＝mT＋τ（但し｜τ｜Ｔ／２） θ＝Δwt−w′_ct′ とすれば結局r₀（τ）は次のように表現される。 r₀（τ）＝〓^k ｛a_kｐ（ｔ−τ−kT）cos（w_cｔ＋θ）＋b_kｇ（ｔ−τ−kT）sin（w_cｔ＋θ）｝即ち、r₀（ｔ）は受信側では未知量であるタイ
ミングずれτおよびキヤリア位相ずれθを受けて
いることになる。実際の受信信号ｒ（ｔ）は、r₀
（ｔ）が雑音ｎ（ｔ）に埋もれたもの、即ちｒ（ｔ）
＝r₀（ｔ）＋ｎ（ｔ）であるが受信側ではこの信号
（ｒ）（ｔ）から元のデータ系列｛a_k｝、｛b_k｝を復
元せねばならない。この復元に際してはまず、タ
イミングずれτ、キヤリア位相ずれθを補償しな
ければならないが、その手法として従来、最尤推
定法が知られている。以下に最尤推定法の基本的
な考え方を示す。今、｛a_k｝、｛b_k｝、τ、θの推定側を｛a^_k｝、
｛b^_k｝、τ^、θ^とする。これらの推定値を用いて次
の
基準信号ｕ（ｔ）を設定する。ｕ（ｔ）＝〓^k ｛a^_kｐ（ｔ−τ^−kT）cos（w_cｔ＋θ^）＋b^_kｇ（ｔ−τ^−kT）sin（w_cｔ＋θ^）｝最尤推定の立場では“送信側にてｕ（ｔ）が送
られたと仮定した時に受信信号ｒ（ｔ）を得る事
後確率が最大となるような推定値を以つて最も確
からしい推定値”と判断する。この推定過程にお
いてデータ｛a_k｝、｛b_k｝が正確に知られていると
いう前提の上で推定を行う方法を判定帰還形（以
後DA形と略称する）と呼び、｛a_k｝、｛b_k｝につい
てはその統計的性質からしか判つていないという
前提の上で推定を行う方法を判定無帰還形（以後
NDA形と略称する）と呼ぶ。一般にτ、θの微
小変動に対する制御系の定常のパフオーマンスは
DA形の方が優れているが、τ、θの変動が大き
い時はデータ判定結果に誤りを生じ易くそのため
制御系のパフオーマンスも著しく劣化する。また
制御系の初期引込時には正しい判定結果が得られ
ていないため、DA形では引込特性が劣化する。
特にキヤリア・オフセツトが大きい時は、DA形
では引込が不可能となることが多い。即ち、τ、
θに対する高いトラツキング能力を期待するなら
ばNDA形最尤推定法を用いるのが望ましい。前記二次元変調信号に対するNDA形尤度関数
Ｌ（τ^、θ^）はｎ（ｔ）を白色ガウス雑音として次式
で定義される。但し、σ²はｎ（ｔ）の分散であり、Ｅ｛・｝は、
｛a_k｝｛b_k｝に関する平均化操作を表わしている。Ｌ（τ^、θ^）は確率密度関数であり必ず正の値を
とり、しかもτ^、θ^の最適点にて唯一の最大値を持
つので、Ｌ（τ^、θ^）の対数をとつたもの即ち対数
尤度関数Ω（τ^、θ^）も唯一の最大値を有する。従
つてτ^、θ^に関する制御系はΩ（τ^、θ^）を最大に
す
べくτ^、θ^を制御すればよい事が判る。ここで、｛a_k｝、｛b_k｝をガウス分布をする一種
の雑音とみなせば、良く知られているためにΩ
（τ^、θ^）は次式で表わされる。 Ω（τ^、θ^）＝定数× 〓^m v² ₁（mT＋τ^）・Σv² ₂（nT＋τ^）但し、v₁（ｔ）＝∫_T0w₁（ｓ）・ｐ（ｓ−ｔ）ds v₂（ｔ）＝∫_T0w₂（ｓ）・ｇ（ｓ−ｔ）ds w₁（ｔ）＝ｒ（ｔ）・cos（w_cｔ＋θ^） w₂（ｔ）＝ｒ（ｔ）・sin（w_cｔ＋θ^）即ち、v₁（ｔ）は同相側復調信号w₁（ｔ）を同
相側整形フイルタに対する整合フイルタに通して
得られる出力であり、v₂（ｔ）は直交側復調信号
w₂（ｔ）を直交側整形フイルタに対する整合フイ
ルタに通して得られる出力である。 τ^、θ^に対する制御は次のアルゴリズムにて実行
される。即ち、現在の推定値τ^、θ^より次の指定値
τ^_k+1、θ^_k+1を得るにはK〓、K〓をループゲインとし
て

【式】とする。ここで∂Ω／∂τ^、∂Ω／∂θ^を計算する
と、 ∂Ω／∂τ^定数× 〓^m ｛v₁（mT＋τ^）v〓₁（mT＋τ^）＋v₂（mT＋τ^）v〓₂（mT＋τ^）｝ ∂Ω／∂θ^定数× 〓^m ｛−v₁（mT＋τ^）y₂（mT ＋τ^）＋v₂（mT＋τ^）y₁（mT＋τ^）｝但し、 y₁（ｔ）＝∫_T0w₁（ｓ）ｇ（ｓ−ｔ）ds y₂（ｔ）＝∫_T0w₂（ｓ）ｐ（ｓ−ｔ）ds となる。通常のQAM信号では、ｐ（ｔ）＝ｇ（ｔ）であ
るからy₁（ｔ）＝v₁（ｔ）、y₂（ｔ）＝v₂（ｔ）となり
∂Ω／∂θ^が恒等的に０となつてしまう。即ち、
良く知られているように通常のQAM信号に対し
てはNDA形のキヤリア位相制御を施すことがで
きない。これに対し、所謂スタガQAMにおいて
はｇ（ｔ）＝ｐ（ｔ−t₀）（但しt₀は同相−直交間の
時間ずれ）であり、τ^θ^いずれに対してもNDA形
の位相制御をかけることができ、特にt₀＝Ｔ／２
の時、その制御能力が最大となる。第２図は、t₀＝Ｔ／２のスタガQAM信号に対
するタイミング・キヤリア結合制御系の構成を示
すブロツク図である。即ち、第２図において、入
力端１１に入力された受信信号は乗算器１２，１
４において電圧制御発振器１７の出力およびその
90゜位相シフトしたものとして得られる同相キヤ
リア、直交キヤリアにより各々逆変調を受ける。
同相側出力および直交側出力は更に整合フイルタ
１５および１８に各々供給される。整合フイルタ
１５，１８の出力は乗算器１９にて相互の相関が
とられ、この相関値により前記電圧制御発振器１
７の発振位相が制御される。またタイミング制御に関しては、タイミング位
相を定める電圧制御発振器２５に対し、整合フイ
ルタ１５の出力をＴ／２秒遅延させた信号とその
微分信号との相関および整合フイルタ１８の出力
信号とその微分信号との相関とを加算器２４にて
加算して得られた制御信号を供給することにより
実行されている。サンプラー２６，２７はこうし
て得られたタイミングクロツクにより同相信号、
直交信号を各各標本化するものであり、それらの
出力は出力端２８，２９を介して後続の自動等化
器等へ供給される。第３図は、第２図で示した制御系を全てデジタ
ル処理にて実現するための構成を示したブロツク
図であり、端子３１に入力された受信信号はサン
プラー３２にて電圧制御発振器４６の出力として
得られる標本化クロツクで標本化され、乗算器３
３，３４には入力信号に対して前記標本化クロツ
クにて読出専用メモリ３５を駆動して得られる余
弦サンプル値系列および正弦サンプル値系列を
各々掛け合わせ同相信号および直交信号を得る。こうして得られた同相信号および直交信号は位
相回転回路３８にて位相回転を受けるが、この位
相回転量は乗算器４０の出力として得られる同相
−直交間の相関値によつて制御される。位相回転
回路３８の出力のうち同相信号は遅延回路３９に
てＴ／２秒の遅延を受けた後出力端４７に至る。
これに対し直交信号はそのまま出力端４８に至
る。電圧制御発振回路４６に対する制御信号は加
算器４５より供給されるが、この加算器４５は
Ｔ／２秒遅延を受けた同相信号とその微分信号と
の相関値および直交信号とその微分信号との相関
値との加算を行う。本発明によるオフセツト抑圧形キヤリア・タイ
ミング結合制御方式の適用対象は直交QAM伝送
系であるが、この直交QAM伝送系は基本的には
前記のスタガQAM信号を複数個互いにスペクト
ラム重なりを許容しつつ周波数多重して伝送する
方式である。第４図に直交QAM伝送系の原理的な構成図を
示し、第５図に伝送路に送出される直交QAM信
号のスペクトラムの例を示す。第４図において、端子５１，５２には各々第１
チヤネル同相データ｛a⁽¹⁾ _k｝、直交データ｛b⁽¹⁾ _k｝
がクロツク周期Ｔ秒にて入力される。同相データ
｛a⁽¹⁾ _k｝は遅延回路５９にてＴ／２秒の遅延を受け
た後、成形フイルタ６３を通つて乗算器７１に至
る。一方、直交データ｛b⁽¹⁾ _k｝は成形フイルタ６
４を通つて乗算器７２に至る。成形フイルタ６３
および６４は同一の周波数伝達特性Ｇ（ｗ）を有
しており、このＧ（ｗ）はいわゆるルートナイキ
スト形に設定されている。Ｇ（ｗ）のインパルス
応答をｇ（ｔ）とすれば、成形フイルタ６３の出
力信号U⁽¹⁾ _R（ｔ）および成形フイルタ６４の出力
信号U⁽¹⁾ _I（ｔ）は各々 U⁽¹⁾ _R（ｔ）＝〓^k a⁽¹⁾ _k・ｇ（ｔ−Ｔ／２−kT） ……(1) U⁽¹⁾ _I（ｔ）＝〓^k b⁽¹⁾ _k・ｇ（ｔ−kT） ……(2) と表わされる。乗算器７１、乗算器７２、加算器
７９はキヤリア角周波数w₁の直交振幅変調器を
構成しており、加算器７９の出力には第1QAM
信号g⁽¹⁾（ｔ）が得られる。即ち、g⁽¹⁾（ｔ）は、ｇ（ｔ）＝U⁽¹⁾ _R（ｔ）cosw₁t＋U⁽¹⁾ _I（ｔ）sinw₁t ＝Re｛〔U⁽¹⁾ _R（ｔ）＋jU⁽¹⁾ _I（ｔ）〕e^-jw ₁ ^t｝
……(3) と表わされる。但し、Re｛・｝は実数部のみをと
る演算を表わしている。全く同様にして、加算器
８０，８１，８２の出力には各々第2QAM信号
g⁽²⁾（ｔ）、第3QAM信号g⁽³⁾（ｔ）、第4QAM信号
g⁽⁴⁾（ｔ）が得られる。これらの信号は次式で表わされる。 g⁽²⁾（ｔ）＝Re｛〔U⁽²⁾ _R（ｔ）＋jU⁽²⁾ _I（ｔ）〕e^-jw ₂ ^t｝
……（４） g⁽³⁾（ｔ）＝Re｛〔U⁽³⁾ _R（ｔ）＋jU⁽³⁾ _I（ｔ）〕e^-jw ₃ ^t｝
……(5) g⁽⁴⁾（ｔ）＝Re｛〔U⁽⁴⁾ _R（ｔ）＋jU⁽⁴⁾ _I（ｔ）〕e^-jw ₄ ^t｝
……(6) 但し、 U⁽²⁾ _R（ｔ）＝〓^k a⁽²⁾ _kｇ（ｔ−kT） ……(7) U⁽²⁾ _I（ｔ）＝〓^k b⁽²⁾ _kｇ（ｔ−Ｔ／２−kT） ……(8) U⁽³⁾ _R（ｔ）＝〓^k a⁽³⁾ _kｇ（ｔ−Ｔ／２−kT） ……(9) U⁽³⁾ _I（ｔ）＝〓^k b⁽³⁾ _kｇ（ｔ−kT） ……(10) U⁽⁴⁾ _R（ｔ）＝〓^k a⁽⁴⁾ _kｇ（ｔ−kT） ……(11) U⁽⁴⁾ _I（ｔ）＝〓^k b⁽⁴⁾ _kｇ（ｔ−Ｔ／２−kT） ……(12) であり、｛a⁽²⁾ _k｝、｛b⁽²⁾ _k｝は各々端子５３，５４に
入力される第２チヤネル同相データおよび直交デ
ータを、｛a⁽³⁾ _k｝、｛b⁽³⁾ _k｝は各々端子５５，５６に
入力される第３チヤネル同相データおよび直交デ
ータを、｛a⁽⁴⁾ _k｝、｛b⁽⁴⁾ _k｝は各々端子５７，５８に
入力される第４チヤネル同相データおよび直交デ
ータを各々示している。ここで各キヤリア角周波数w₁，w₂，w₃，w₄の
間には、w_k−w_k-1＝2π／Ｔの関係が成立してお
り、更にＴ／２秒遅延回路５９，６０，６１，６
２は各々同相側、直交側、同相側、直交側と交互
に挿入されている。これにより第１及至第4QAM信号は周波数軸
上で直交多重配置されていることになる。この直
交多重信号をｓ（ｔ）とすると、ｓ（ｔ）は加算回
路８３の出力として得られ、図のように４チヤネ
ル多重の例では、ｓ（ｔ）＝₄ 〓ⁿ⁼¹ g⁽ⁿ⁾（ｔ） ……(13) と表わされる。また直交多重信号ｓ（ｔ）のスペ
クトラムは第５図に示す如くなる。即ち、第５図において、１１０，１１１，１１
２，１１３は各々第１、第２、第３、第4QAM
信号のスペクトラムを表わしており、隣接チヤネ
ル間には必ずスペクトラム重なりが生ずる。直交
多重伝送系の特徴は、こうした隣接スペクトラム
重なりがあつても受信側にて原ベースバンドデー
タを誤まり無く復元できる点にあり、このため高
能率データ伝送系が実現できる。さて、第４図において、受信側では送信側で施
された演算の逆演算が行われる。例えば、乗算器
８４，８５および成形フイルタ９２，９３は第
1QAM信号から同相ベースバンド信号v⁽¹⁾ _R（ｔ）、
直交ベースバンド信号v⁽¹⁾ _I（ｔ）を復元するために
用いられる。ここで成形フイルタ９２，９３の周
波数伝達特性は送信側の成形フイルタ６３，６４
等と全く同一のルートナイキスト特性を有してい
る。従つてv⁽¹⁾ _R（ｔ）、v⁽¹⁾ _I（ｔ）は伝送路での雑音
が無い場合各々次式で与えられる。（但し、w₁は
2π／Ｔより大としている。） V⁽¹⁾ _R（ｔ）＝（U⁽¹⁾ _R（ｔ）cosθ₁−U⁽¹⁾ _I（ｔ）sinθ
₁）＊ｇ
（ｔ）＋（U⁽²⁾ _R（ｔ）cos（θ₁−2π／Ｔｔ）−U⁽²⁾ _I（ｔ
）sin（θ₁ −2π／Ｔｔ））＊ｇ（ｔ） ……（14） V⁽¹⁾ _I（ｔ）＝（U⁽¹⁾ _R（ｔ）sinθ₁＋U⁽¹⁾ _I（ｔ）cosθ
₁）＊ｇ
（ｔ）＋（U⁽²⁾ _R（ｔ）sin（θ₁−2π／Ｔｔ）＋U⁽²⁾ _I（ｔ
）cos（θ₁ −2π／Ｔｔ））＊ｇ（ｔ） ……（15）ここで、θ₁は受信側の第１キヤリアの位相ずれ
であり、＊は畳み込み演算を表わしている。
（14）、（15）式に(1)、(2)、(7)、(8)式を代入すると
、 V⁽¹⁾ _R（ｔ）＝〓^k a⁽²⁾ _kh₀（ｔ−Ｔ／２−kT）cosθ₁− 〓^k b⁽¹⁾ _kh₀（ｔ−kT）sinθ₁＋〓^k a⁽²⁾ _k（hc（ｔ−kT）cosθ₁ ＋ｈ・（ｔ−kT）sinθ₁）＋〓〓^k b⁽²⁾ _k（ｔ−Ｔ／２−kT）sinθ₁−ｈ・（ｔ−Ｔ／２−
kT）cosθ₁）……(16) V⁽¹⁾ _I（ｔ）＝〓^k a⁽¹⁾ _kh₀（ｔ−Ｔ／２−kT）sinθ₁＋〓^k b⁽¹⁾ _kh₀（ｔ−kT）cosθ₁＋〓^k a⁽²⁾ _k（h_c（ｔ−kT）sinθ₁ −h_s（ｔ−kT）cosθ₁）− 〓〓^k b⁽²⁾ _k（h_c（ｔ−Ｔ／２−kT）cosθ₁＋h_s（ｔ−Ｔ／２
−kT）sinθ₁）を得る。但し、h₀（ｔ）、h_c（ｔ）、h_s（ｔ）は以下
に定義される関数である。 h_p（ｔ）＝ｇ（ｔ）＊ｇ（ｔ） h_c（ｔ）＝ｇ（ｔ）cos2π／Ｔｔ＊ｇ（ｔ） h_s（ｔ）＝ｇ（ｔ）sin2π／Ｔｔ＊ｇ（ｔ）ｇ（ｔ）はルートナイキスト特性を有するフイ
ルタのインパルス応答であるから、整数値ｍに対
し、 h_p（mT）＝１ｍ＝０の時０ｍ≠０の時であり、しかも仕意の整数ｍに対し h_s（mT）＝０、h_c（mT＋Ｔ／２）＝０が成立することは既に知られている。従つて
（16）、（17）式においてθ₁＝０とし、V⁽¹⁾ _R（ｔ）、
V⁽²⁾ _R（ｔ）を各々ｔ＝mT＋Ｔ／２、ｔ＝mTのタイミング時刻にて標本化すれば、 V⁽¹⁾ _R（mT＋Ｔ／２）＝a⁽¹⁾ _n V⁽¹⁾ _I（mT）＝b⁽¹⁾ _n となり、第１チヤネルの同相データ、直交データ
を正しく復元できることがわかる。第２及至第４
チヤネルの同相データ、直交データも全く同様に
して正しく復元することができる。しかしながら
一般に、受信側ではキヤリア位相ずれ、タイミン
グずれが存在するため、このずれを制御すること
が必要となる。本発明は、こうした直交QAM伝送系において
各チヤネルがスタガQAMとなつている点および
全チヤネルが同期クロツクに動作している点に着
目し、上記のキヤリア位相ずれ、タイミングずれ
を精度良く制御し得るキヤリア・タイミング結合
制御方式を提供する。いま、第４図において、受信側の真のタイミン
グずれをτ^*とし第１及至第4QAMチヤネルに対
する真のキヤリア位相ずれを各々θ^* ₁、θ^* ₂、θ^* ₃、θ
^* ₄
とする。第ｋチヤネルの送信複素エンベロープ、
受信複素エンベロープを各々β_k（ｔ）、γ_k（ｔ）と
すれば γ_k（ｔ）＝β_k（ｔ＋τ^*）e^j〓^k*＋β_k-1（ｔ＋τ
^*）e^-jw0(t+〓^*)+j〓^k*＋β_k+1（ｔ＋τ^*）e^jw0(t+〓^*)
+j〓^k* ＋n_k（ｔ）ｋ＝１、２、３、４ ……（19）と表わされる。但し、β₀（ｔ）＝β_s（ｔ）＝０とす
る。またw₀＝2π／Ｔであり、n_k（ｔ）は第ｋチヤ
ネルの複素ベースバンド雑音である。（19）式の
第２項、第３項は、第１項の所望信号とは独立な
チヤネル間干渉分であるから、これらを近似的に
ガウス雑音と考え、γ_k（ｔ）を次のように書き表
わす。 γ_k（ｔ）＝β_k（ｔ＋τ^*）e^j〓^k＋N_k（ｔ）……（20）但し、N_k（ｔ）は（19）式中第12項以外を全て
加算したものである。この系における尤度関数を
Ｌ（τ、θ₁、θ₂、θ₃、θ₄）とすれば、Ｌ（τ、θ₁、θ₂、θ₃、θ₄）＝｛送信複素エンベローブ集合β₁（ｔ＋τ）e^j〓¹、β₂
（ｔ＋τ）e^j〓²、β₃（ｔ＋τ）e^j〓³、β₄（ｔ＋τ）
e^j〓⁴
をを送つたとした時に受信複素エンベローブ集合
γ₁（ｔ）、γ₂（ｔ）、γ₃（ｔ）、γ₄（ｔ）を受ける
事後
確率｝と定義される。ここで雑音N₁（ｔ）、N₂（ｔ）、N₃
（ｔ）、N₄（ｔ）は互いに無相関なガウス雑音とみ
なせるからＬ＝（τ、θ₁、θ₂、θ₃、θ₄）＝｛₄ 〓^k=1 ｛β_k（ｔ＋τ）e^j〓^k を送つたとした時にγ_k（ｔ）を受ける事後確率｝となり、その対数をとつた対数尤度関数Ω（τ、
θ₁、θ₂、θ₃、θ₄）は、 Ω（τ、θ₁、θ₂、θ₃、θ₄）＝₄ 〓^k=1 log｛β_k（ｔ＋τ）e^j〓^k を送つた時のγ_k（ｔ）を受ける事後確率｝と表わされる。 Ω（τ、θ₁、θ₂、θ₃、θ₄）をデータに関し平均
化したものをとすれば、＝₄ 〓^k=1 _k （τ、θ_k） ……（21）但し、は_kはｋが奇数の時 _k（τ、θ_k）＝定数 × 〓^m V² _1k（mT＋Ｔ／２＋τ）〓ⁿ V² _2k（nT＋τ） ……（22）であり、ｋが偶数の時（τ、θ_k）＝定数 × 〓^m V² _1,k（mT＋τ）〓ⁿ V² _2,k（nT＋Ｔ／２＋τ） ……（23）である。ここでV₁，_k（ｔ）、V₂，_k（ｔ）は各々 V₁，_k（ｔ）＝∫Re｛γ_k（ｓ）e^-j〓^k｝ｇ（ｓ−ｔ）ds V₂，_k（ｔ）＝∫Im｛γ_k（ｓ）e^-j〓^k｝ｇ（ｓ−ｔ）ds であり、これに相当する信号は第４図の出力端１
０１〜１０８にて得られる。即ち、出力端１０
１，１０２には第１チヤネル復調ベースバンド信
号の同相分V_1,1（ｔ）および直交分₂V_2,1（ｔ）が得
られ、出力端１０３，１０４にはV_1,2（ｔ）、V_2,2
（ｔ）が、出力端１０５，１０６にはV_1,3（ｔ）、
V_2,3（ｔ）が、出力端１０７，１０８にはV_1,4
（ｔ）、V_2,4（ｔ）が各各得られる。上記（21）式より、タイミングずれτ、キヤリ
ア位相ずれθ₁、θ₂、θ₃、θ₄に対する以下のような
制御方式が得られる。即ち、現在の推定値τ⁽ⁱ⁾、
θ⁽ⁱ⁾ ₁、θ⁽ⁱ⁾ ₂、θ⁽ⁱ⁾ ₃、θ⁽ⁱ⁾ ₄から次の推定値τ^(i+1
)、θ₁ ⁽ⁱ⁺¹⁾、
θ₂ ⁽ⁱ⁺¹⁾、θ₃ ⁽ⁱ⁺¹⁾、θ₄ ⁽ⁱ⁺¹⁾を得るには、K〓、K〓を
ルー
プゲインとして、とすればよい。直交QAM伝送系では各チヤネル
がスタガQAMであるため、既に述べた如く、タ
イミング、キヤリア位相に関しNDA制御が可能
となる。また、キヤリア周波数のオフセツト量は全チヤ
ネル共通であるから、各チヤネルにて検出された
位相差情報の時間的な変動分は全チヤネルにわた
り共通となる。更にタイミングに関しては全チヤ
ネルが同期関係にあるため各チヤネルから得られ
たタイミング制御信号を全て加算したもので共通
制御を掛ければ良いことが判る。第６図は以上の原理に基づいた本発明の一実施
例を示すブロツク図である。即ち第６図は、第４
図の受信部処理を全てデイジタル化したものに本
発明によるオフセツト抑圧形キヤリア・タイミン
グ結合制御方式を適用した例であつて、１２２は
多重分離回路、ポリフエーズ回路、逆オフセツト
フーリエ変換回路より成るデイジタル信号処理復
調部を表わし、このデイジタル信号処理復調部１
２２の４つの出力は第４図の出力端１０１及至１
０８に得られる第１チヤネル複素ベースバンド信
号及至第４チヤネル複素ベースバンド信号のＴ／
２秒標本化系列となつている。なお、多重分離回
路、ポリフエーズ回路、逆オフセツトフーリエ変
換回路の詳細な内容については文献５として昭和
55年特許願第28740号を参照されたい。第６図において、標本化回路１２１は入力端１
２０に得られた受信信号を周波数sなる標本化ク
ロツクにて標本化している。ここでsと、各チヤ
ネルのボー速度１／Ｔとは通常、簡単な整数比関
係を保つており、従つていわゆるタイミング時刻
はこの標本化クロツクを基準にして定められる。
従つて、この系ではタイミング制御信号は標本化
クロツクを発生するVCO１１９を制御すること
になる。１２３及至１２６は第１チヤネル及至第４チヤ
ネルに対する位相回転回路であり、１２７及至１
３０は各チヤネルに対する位相検出回路である。１２３及至１２６の位相回転回路は、例えば第
９図に示す如く構成される。即ち、第９図におい
て、１６０および１６１は各々復調ベースバンド
信号の同相分および直交分の入力される入力端で
あり、１６２，１６３，１６４，１６５は乗算器
であり、１６６は加算器であり、１６７は減算器
であり、１６８は正弦波系列、余弦波系列の書き
込まれたROMであり、１６９は１サンプル遅延
回路であり、１７０は加算器であり、１７２，１
７３は位相回転を施されたベースバンド信号の同
相分および直交分の出力される出力端である。いま、制御端子１７１にφなる位相制御が入力
されたとすると、ROM１６８はφに相当する２
進符号にてアドレスのアクセスがなされる。
ROM１６８にはφの入力に対してcosφとsinφと
を出力するよう内部データが書き込まれている。
ROM１６８の第１の出力として得られたcosφは
乗算器１６２，１６５にて各々同相信号、直交信
号に乗ぜられる。同様にして第２の出力である
sinφは乗算器１６３，１６４にて各々同相信号、
直交信号に乗ぜられる。更に、乗算器１６２の出
力と乗算器１６３の出力とは加算器１６６にてお
互いの和がとられ、この和信号を新たな同相信号
として出力端１７２に出力する。乗算器１６４の
出力と、乗算器１６５の出力とは減算器１６７に
て互いの差がとられ、この差信号を新たな直交信
号として出力端１７３に出力する。この操作によ
り入力複素信号は（−φ）の位相回転を受けて出
力されることになる。位相制御信号は第６図の位
相差検出回路１２７，１２８，１２９，１３０の
出力として得られるが、これら位相差検出回路
は、例えば第７図のように構成される。即ち、第
７図において、１４０，１４１は複素ベースバン
ド信号の同相分、直交分の入力される入力端であ
り、１４２，１４３はＴ／２秒遅延回路であり、
１４４，１４５は乗算器であり、１４６は減算器
であり、１４７はＴ秒遅延回路であり、１４８は
減算器であり、１４９は位相差信号の出力端であ
り、１５０はキヤリア・オフセツトの情報の出力
端である。入力端１４０，１４１のいずれに同相
分を入力させるかは送信側でのＴ／２秒遅延の付
与の仕方に依存する。即ち、第１、第３チヤネル
の如く、送信側にて同相分がＴ／２秒遅れている
チヤネルに対しては入力端１４０に同相分、入力
端１４１に直交分という割振りになる。第２、第
４チヤネルの如く、送信側にて直交分がＴ／２秒
遅れているチヤネルに対してはその逆の割振りを
行う。このようにして出力端１４９には二つの入力の
相関値と二つのＴ／２秒遅延入力の相関値との差
成分が位相差信号として出力される。また出力端
１５０には前記位相差信号の時間変動分がキヤリ
アオフセツト情報として出力される。ここで、キ
ヤリア周波数のオフセツト量は全チヤネル共通で
あるから、各チヤネルにて検出された位相差情報
の変化分は全チヤネルに亘り共通となる。各チヤネルの位相ずれθ₁、θ₂、θ₃、θ₄は各々位
相回転回路１２３，１２４，１２５，１２６にて
補正されるが、各位相回転回路に対する制御信号
は加算器１３２，１３３，１３４，１３５より
各々供給される。即ち、加算器１３２，１３３，
１３４，１３５は各々のチヤネル固有の静的な位
相差信号と、加算回路１３１の出力として得られ
る全チヤネル共通のキヤリアオフセツト情報とを
加算し、対応する位相回転回路に対する制御信号
を生成する。こうした全チヤネル共通化により信
号対雑音比の高いキヤリアオフセツト制御信号が
得られるので、その分ループ利得を上げる事がで
き、従つてキヤリアオフセツトに対する追従性の
良好なキヤリア位相制御系が得られることにな
る。次にタイミングずれτは第６図の１３６，１３
７，１３８，１３９にて示されるタイミングずれ
検出回路で各々独立に検出され、これら検出出力
は全て加算回路１１８にて加算されVCO１１９
を制御することになる。各タイミングずれ検出回路は例えば第８図の如
く構成される。即ち、第８図において１５１，１
５２は位相補正された複素ベースバンド信号の同
相分、直交分の入力される入力端であり、１５
３，１５４は離散値系として実現される微分回路
であり、１５５，１５６は乗算器であり、１５７
は加算器であり、１５９はＴ／２秒遅延回路であ
り、１５８は出力端である。第６図における１３６，１３８の如く送信側に
て同相信号が直交信号に対しＴ／２秒遅延してい
る奇数番目チヤネルに対するタイミングずれ検出
回路においては、入力端１５１に直交信号、入力
端１５２に同相信号が各々入力される。第８図において、乗算器１５５は入力端１５１
に入力された信号とその微分信号との相関をと
り、乗算器１５６は入力端１５２に入力された信
号をＴ／２秒遅延して得られる信号とその微分信
号との相関であり、これらの相関値は加算器１５
７にて加算された後端子１５８にタイミングずれ
信号として出力される。このタイミングずれ信号
は各チヤネル間で互いに独立に混入して来る雑音
分を除いて全てのチヤネルで共通であるから、第
６図の加算回路の出力には信号対雑音比の高いタ
イミング制御信号が得られる。第６図に示した本発明によるキヤリア・タイミ
ング結合制御方式の一実施例は、伝送帯域内での
群遅延歪振幅がＴ秒に比し充分小さい場合には、
そのまま適用できる。しかしながら、通常の搬送
帯域では、特に帯域端近傍にて著しく大きな群遅
延歪を生ずることがある。このような回線に対し
ては、キヤリアオフセツト制御信号、タイミング
制御信号を全チヤネル共通化する第６図の実施例
は使用できない。しかし、こうした回線に対して
も、帯域の中央近傍にスペクトラム配置された数
チヤネルのみでキヤリアオフセツト制御信号、タ
イミング制御信号の共通化を図る事によりキヤリ
ア・タイミングに対する良好なトラツキング特性
を確保する事ができる。第１０図は、上記の観点より導かれた本発明に
よるオフセツト抑圧形キヤリア・タイミング結合
制御方式の一般的な一実施例を示すブロツク図で
あつて、１８２は第６図のデイジタル信号処理復
調部１２２に対応している。また、１８３及至１
８６は第６図の１２３及至１２６に対応する第１
チヤネル及至第４チヤネル用位相回転回路であ
る。更に、１８７，１８８は第６図の１２８，１
２９に対応した位相差検出回路であり、１９２，
１９３は第６図の１３７，１３８に対応したタイ
ミングずれ検出回路である。第１０図に示した本
発明の一般的な一実施例では、第２チヤネル、第
３チヤネルより得られたタイミングずれ信号を加
算回路１９４にて共通化すると共にキヤリアオフ
セツト情報を加算回路１９１にて共通化してい
る。これによつて第２チヤネルと第３チヤネルとは
各々タイミングずれ、キヤリアずれともに制御さ
れてしまう。これに対し、第１チヤネルと第４チ
ヤネルについては位相差検出回路、タイミングず
れ検出回路を備えていない。しかしながら、タイ
ミングずれの時間変動量は回線歪に関わりなく全
チヤネルに共通であり、この共通なずれ分は、
VCO１９５、標本化回路１８１等で成る制御ル
ープにより補償される。また、第１チヤネルおよ
び第４チヤネルには位相回転回路１８３，１８６
が設けられており、各々の位相回転量は加算器１
８９の出力として得られる制御信号にて制御され
ているため、キヤリア位相ずれの時間変動分につ
いても補償される。即ち、共通化されない第１お
よび第４チヤネルについてもその出力複素信号に
はタイミング、キヤリア位相の時間的な変動分は
存在せず、静的な位相ずれのみが残留することに
なる。こうした静的なタイミングずれ、キヤリア
位相ずれは、文献３に示された二次元自動等化器
にて吸収し得ることが知られている。以上述べた如く、本発明によればトラツキング
特性の優れたキヤリア・タイミング結合制御方式
を得ることができる。尚、第６図の実施例は第１
０図の一般的な実施例の特例と見做し得ることは
明らかである。

【図面の簡単な説明】

第１図は二次元変調信号の一般的な生成過程を
示すブロツク図であり、３，４は各々同相側ベー
スバンド整形フイルタ、直交側ベースバンド整形
フイルタである。第２図は同相−直交間にＴ／２
秒の遅延差を有するスタガQAM信号に対するキ
ヤリア・タイミング結合制御方式の構成を示すブ
ロツク図であり、１２，１４，１９，２１，２２
は乗算器であり、１３は90゜位相シフタ、１５，
１８は整合フイルタ、１６はＴ／２秒遅延回路、
１７，２５はVCO、２０，２３は微分回路、２
４は加算器である。第３図は第２図のタイミン
グ・キヤリア結合制御系を全てデイジタル処理に
て実現するための構成を示したブロツク図であ
り、３２はサンプラー、３５はROM、３８は位
相回転回路である。第４図は直交QAM伝送系の
原理的な構成図であり、第５図は、この伝送系に
て伝送路に送出される直交QAM信号のスペクト
ラム配置例を示した図である。第６図は、本発明
によるオフセツト抑圧形キヤリア・タイミング結
合制御方式の具体的な一実施例を示すブロツク図
であり、１２２はデイジタル信号処理復調部、１
２３及至１２６は位相回転回路、１２７及至１３
０は位相差検出回路であり、１３２及至１３５は
加算器、１３６及至１３９はタイミングずれ検出
回路、１１８，１３１は加算回路、１１９は
VCO、１２１は標本化回路である。第７図は位
相差検出回路の具体的な構成例を示したブロツク
図であり、１４２，１４３はＴ／２秒遅延回路、
１４７はＴ秒遅延回路、１４４，１４５は乗算
器、１４６，１４８は減算器である。第８図はタ
イミングずれ検出回路の具体的な構成例を示した
ブロツク図であり、１５３，１５４は微分回路、
１５５，１５６は乗算器、１５７は加算器、１５
９はＴ／２秒遅延回路である。第９図は位相回転
回路の具体的な構成例を示したブロツク図であつ
て１６２及至１６５は乗算器、１６６は加算器、
１６７は減算器、１６８はROM、１６９は１サ
ンプル遅延回路、１７０は加算器である。第１０
図は本発明になるオフセツト抑圧形キヤリア・タ
イミング結合制御方式の一般的な一実施例を示す
ブロツク図であつて、１８３及至１８６は位相回
転回路、１８７，１８８は位相差検出回路、１９
２，１９３はタイミングずれ検出回路、１９４は
加算回路、１９５はVCOである。

Claims

【特許請求の範囲】

１第１及至第Ｎ番目の直交振幅変調信号が周波
数領域にて直交多重された信号を伝送路を介して
受信し、これを標本化クロツクにて標本化し、ア
ナログ−デジタル変換、波操作および離散フー
リエ変換により第１及至第Ｎ番目の複素ベースバ
ンド信号に復調する直交多重信号の受信系におい
て該複数個の複素ベースバンド信号に対し、各々
独立に位相回転を与える位相回転操作を施し、予
め定められた第ｋ及至第km番目の複素ベースバ
ンド信号の前記位相回転後の出力およびそれらの
微分信号より得られるｍ個のタイミング制御信号
を全て加算して得られた信号にて前記標本化クロ
ツクの位相を制御すると共に、第ｋ、及至第km
番目の複素ベースバンド信号の各々の実数部と虚
数部との相関値の時間変化量を全て加算して周波
数オフセツト量を求め、該第ｋ及至第km番目の
複素ベースバンド信号に対する位相回転量は各複
素ベースバンド信号の実数部と虚数部との相関値
および前記周波数オフセツト量との和信号にて
各々制御され、第ｋ及至第km以外の複素ベース
バンド信号に対する位相回転量は前記和信号のう
ち少なくとも一つにより制御されることを特徴と
するオフセツト抑圧形キヤリア・タイミング結合
制御方式。