JPH0131821B2 - - Google Patents
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- JPH0131821B2 JPH0131821B2 JP58160786A JP16078683A JPH0131821B2 JP H0131821 B2 JPH0131821 B2 JP H0131821B2 JP 58160786 A JP58160786 A JP 58160786A JP 16078683 A JP16078683 A JP 16078683A JP H0131821 B2 JPH0131821 B2 JP H0131821B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 10
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 9
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 6
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03114—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals
- H04L25/03133—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain non-adaptive, i.e. not adjustable, manually adjustable, or adjustable only during the reception of special signals with a non-recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
- H04L27/2657—Carrier synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
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- H04L27/2668—Details of algorithms
- H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
- H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
- H04L27/2679—Decision-aided
-
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- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03414—Multicarrier
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、変復調装置に関し、特に直交QAM
変復調方式を用いた復調装置において、受信信号
に対するタイミング同期を確立する方式に関す
る。尚直交QAMの原理及びそこで用いられる自
動等化器については、例えば1980年１回発行の刊
行物「IEEE TRANSACTION ON
COMMUNICATIONS、VOL、COM−28 No.
１」の第73頁−第83頁記載の論文、“AN
ANALYSYS OF AUTONATIC
EQUALIZERS FOR ORTHOGONALLY
MULTIPLEXED QAM SYSTEMS”を参照さ
れたい。また特許願28740（特開昭56−125131、
「直交多重信号のデイジタル処理形送受信装置）
直交QAM変復調装置については、昭和55年度を
参照されたい。
変復調方式を用いた復調装置において、受信信号
に対するタイミング同期を確立する方式に関す
る。尚直交QAMの原理及びそこで用いられる自
動等化器については、例えば1980年１回発行の刊
行物「IEEE TRANSACTION ON
COMMUNICATIONS、VOL、COM−28 No.
１」の第73頁−第83頁記載の論文、“AN
ANALYSYS OF AUTONATIC
EQUALIZERS FOR ORTHOGONALLY
MULTIPLEXED QAM SYSTEMS”を参照さ
れたい。また特許願28740（特開昭56−125131、
「直交多重信号のデイジタル処理形送受信装置）
直交QAM変復調装置については、昭和55年度を
参照されたい。
従来、この種の、タイミング同期方式として
は、自動等化器から得られるタイミング位相ずれ
情報に基づいて、サンプリング周波数を決定して
いる電圧制御発振器の発振周波数を制御する方式
が知られている。すなわち、タイミング位相ずれ
が発生している状態においては、自動等化器のセ
ンタタツプ任置が、タイミング位相ずれに伴なつ
て移動するので、このタイミング位相ずれ量を、
自動等化器内において、タツプ係数の変化から検
出し、電圧制御発振器にフイードバツクすること
により、タイミング同期を確立しようとするもの
であつた。
は、自動等化器から得られるタイミング位相ずれ
情報に基づいて、サンプリング周波数を決定して
いる電圧制御発振器の発振周波数を制御する方式
が知られている。すなわち、タイミング位相ずれ
が発生している状態においては、自動等化器のセ
ンタタツプ任置が、タイミング位相ずれに伴なつ
て移動するので、このタイミング位相ずれ量を、
自動等化器内において、タツプ係数の変化から検
出し、電圧制御発振器にフイードバツクすること
により、タイミング同期を確立しようとするもの
であつた。
しかしながら自動等化器のループゲインは、自
動等化器本来の目的が静的なチヤンネル間干渉お
よび符号間干渉を補正しようとするものであると
いうことと、ホワイト雑音によるＳ／Ｎ劣化を極
力抑圧しようとすることから、小さく設定されて
いる。ループゲインが小さい為に、通信初期時に
大きなタイミング周波数ずれが生じ、上記タイミ
ング位相ずれの動きが速くなつた場合には、自動
等化器が追随できず、正確なタイミング位相ずれ
量が検出できない為、タイミング同期が確立せず
結局、タイミング同期可能な周波数範囲が狭いと
いう欠点があつた。
動等化器本来の目的が静的なチヤンネル間干渉お
よび符号間干渉を補正しようとするものであると
いうことと、ホワイト雑音によるＳ／Ｎ劣化を極
力抑圧しようとすることから、小さく設定されて
いる。ループゲインが小さい為に、通信初期時に
大きなタイミング周波数ずれが生じ、上記タイミ
ング位相ずれの動きが速くなつた場合には、自動
等化器が追随できず、正確なタイミング位相ずれ
量が検出できない為、タイミング同期が確立せず
結局、タイミング同期可能な周波数範囲が狭いと
いう欠点があつた。
本発明は、上記欠点を解決し、通信初期時に、
大きなタイミング周波数ずれが生じた場合におい
ても、速やかにタイミング同期を確立し得るタイ
ミング同期方式を提供するものである。
大きなタイミング周波数ずれが生じた場合におい
ても、速やかにタイミング同期を確立し得るタイ
ミング同期方式を提供するものである。
以下、図面を用いて、本発明を詳細に説明す
る。
る。
第１図は、本発明の第１の実施例を示す復調装
置のブロツク図である。第１図において二重の線
で示した部分は複素信号を意味している。参照数
字１０１は受信信号が入力される入力端である。
置のブロツク図である。第１図において二重の線
で示した部分は複素信号を意味している。参照数
字１０１は受信信号が入力される入力端である。
直交QAM変調を受けた受信信号のスペクトラ
ム例を第２図に示す。第２図において、搬送波帯
域内に、位相ずれ及び周波数ずれを検出する為の
２つのパイロツトチヤンネルと、データ伝送の為
の７つのデータチヤンネルが配置されている。ま
た、各チヤンネルのキヤリア周波数間隔は、丁
度、各データチヤンネルの変調速度１／Ｔに等し
く設定されている。
ム例を第２図に示す。第２図において、搬送波帯
域内に、位相ずれ及び周波数ずれを検出する為の
２つのパイロツトチヤンネルと、データ伝送の為
の７つのデータチヤンネルが配置されている。ま
た、各チヤンネルのキヤリア周波数間隔は、丁
度、各データチヤンネルの変調速度１／Ｔに等し
く設定されている。
再び第１図において、入力端１０１より入力し
た受信信号は、サンプラ１０２によつて、サンプ
リングされ、直交QAM復調器１０３により、T/
２毎に、各チヤンネルの複素基底帯域信号に復調
される。ここで、パイロツトチヤンネルの送信複
素基底帯域信号は、常に、実部１、虚部０である
為、復調後の、パイロツトチヤンネル複素基底帯
域信号のうち、実部は、復調時の位相ずれ角度を
余弦値で示しており、また虚部は上記位相はずれ
角度を、正弦値で示している。従つて上記位相ず
れ角度が小なる場合には、近似式θsinθを利用
して、パイロツトチヤンネル複素基底帯域信号の
虚部に対して、フエーズロツク動作を施すことが
できる。参照数字１０４，１０５は上記目的の為
の、完全２次型デジタルフエーズロツクループを
示している。完全２次型デジタルフエーズロツク
ループ１０４，１０５内において、参照数字１０
６，１０７は位相回転器、参照数字１０８，１０
９はデジタル電圧制御発振器、参照数字１１０，
１１１，１１２，１１３はT/2秒遅延回路、参照
数字１１４，１１５，１１６，１１７は加算器、
参照数字１１８，１１９，１２０，１２１は増巾
器である。また加算器１１５，１１７とT/2秒遅
延回路１１１，１１３とから構成される参照数字
１２２，１２３は、一種の積分器となつている。
た受信信号は、サンプラ１０２によつて、サンプ
リングされ、直交QAM復調器１０３により、T/
２毎に、各チヤンネルの複素基底帯域信号に復調
される。ここで、パイロツトチヤンネルの送信複
素基底帯域信号は、常に、実部１、虚部０である
為、復調後の、パイロツトチヤンネル複素基底帯
域信号のうち、実部は、復調時の位相ずれ角度を
余弦値で示しており、また虚部は上記位相はずれ
角度を、正弦値で示している。従つて上記位相ず
れ角度が小なる場合には、近似式θsinθを利用
して、パイロツトチヤンネル複素基底帯域信号の
虚部に対して、フエーズロツク動作を施すことが
できる。参照数字１０４，１０５は上記目的の為
の、完全２次型デジタルフエーズロツクループを
示している。完全２次型デジタルフエーズロツク
ループ１０４，１０５内において、参照数字１０
６，１０７は位相回転器、参照数字１０８，１０
９はデジタル電圧制御発振器、参照数字１１０，
１１１，１１２，１１３はT/2秒遅延回路、参照
数字１１４，１１５，１１６，１１７は加算器、
参照数字１１８，１１９，１２０，１２１は増巾
器である。また加算器１１５，１１７とT/2秒遅
延回路１１１，１１３とから構成される参照数字
１２２，１２３は、一種の積分器となつている。
いま、完全２次型デジタルフエーズロツクルー
プがフエーズロツク状態に収来しているとする
と、積分器１２２，１２３の出力は復調時の周波
数ずれ量を示している。但し、この周波数ずれ量
は伝送路上で発生した搬送波帯信号の周波数ずれ
△ωcとサンプリング動作時に発生する、タイミ
ング周波数ずれ△ωtとを含んだものとなつてい
る。即ち、変調速度に対する各パイロツト周波数
の比をそれぞれk1、k2とすれば、積分器１２２，
１２３の出力ω1，ω2は ω1＝△ωc＋k1・△ωt ω2＝△ωc＋k2・△ωt となる。そこで、両信号の差分を加算器に４で計
算することにより ω2−ω1＝（k2−k1）・△ωt が得られる。この信号は、タイミング周波数ずれ
のみを示しているに他ならないので、この値を増
巾器１２５及び加最器１２８を通じて、Ｄ／Ａ変
換器１２９にて、アナログ電圧信号に変換し、更
に電圧制御発振器１５０に与えて、サンプリング
周波数を制御することにより、大巾なタイミング
周波数のずれは、速やかに、これを吸収し得る。
但し、この状態においてもタイミング位相ずれに
ついては、依然として、不確定であるので、以下
に述べる従来の方式を併用してタイミング同期を
確立するものである。
プがフエーズロツク状態に収来しているとする
と、積分器１２２，１２３の出力は復調時の周波
数ずれ量を示している。但し、この周波数ずれ量
は伝送路上で発生した搬送波帯信号の周波数ずれ
△ωcとサンプリング動作時に発生する、タイミ
ング周波数ずれ△ωtとを含んだものとなつてい
る。即ち、変調速度に対する各パイロツト周波数
の比をそれぞれk1、k2とすれば、積分器１２２，
１２３の出力ω1，ω2は ω1＝△ωc＋k1・△ωt ω2＝△ωc＋k2・△ωt となる。そこで、両信号の差分を加算器に４で計
算することにより ω2−ω1＝（k2−k1）・△ωt が得られる。この信号は、タイミング周波数ずれ
のみを示しているに他ならないので、この値を増
巾器１２５及び加最器１２８を通じて、Ｄ／Ａ変
換器１２９にて、アナログ電圧信号に変換し、更
に電圧制御発振器１５０に与えて、サンプリング
周波数を制御することにより、大巾なタイミング
周波数のずれは、速やかに、これを吸収し得る。
但し、この状態においてもタイミング位相ずれに
ついては、依然として、不確定であるので、以下
に述べる従来の方式を併用してタイミング同期を
確立するものである。
参照数字１３０，１３１，１３２は自動等化器
を示している。これらの自動等化器によつて、チ
ヤンネル間干渉、符号間干渉が等化され、出力端
１４０乃至１４４に複素データが復元される。
を示している。これらの自動等化器によつて、チ
ヤンネル間干渉、符号間干渉が等化され、出力端
１４０乃至１４４に複素データが復元される。
第３図は、前記自動等化器のうち、特に、偶数
番目チヤンネルに対するものの構成例を詳細に示
したブロツク図である。即ち第３図において、入
力複素信号はT/2秒毎に標本化され、その実部系
列はレジスタ３００，３０２，３０４に順次入力
される。同様に虚部系列はレジスタ３０１，３０
３，３０５に順次入力される。各レジスタの出力
は図示の如く、各タツプオフされておりタツプ係
数発生器３６０，３６２，３６４および３６１，
３６３，３６５の出力との間で乗算器３１０，３
１１，３１２，３１３，３１４，３１５および加
算器３７０を介して積和演算が施され、加算器３
７０の出力として、トランスバーサルフイルタ実
部出力を得る。同様にして、加算器３７１の出力
は、トランスバーサルフイルタ虚部出力を得る。
番目チヤンネルに対するものの構成例を詳細に示
したブロツク図である。即ち第３図において、入
力複素信号はT/2秒毎に標本化され、その実部系
列はレジスタ３００，３０２，３０４に順次入力
される。同様に虚部系列はレジスタ３０１，３０
３，３０５に順次入力される。各レジスタの出力
は図示の如く、各タツプオフされておりタツプ係
数発生器３６０，３６２，３６４および３６１，
３６３，３６５の出力との間で乗算器３１０，３
１１，３１２，３１３，３１４，３１５および加
算器３７０を介して積和演算が施され、加算器３
７０の出力として、トランスバーサルフイルタ実
部出力を得る。同様にして、加算器３７１の出力
は、トランスバーサルフイルタ虚部出力を得る。
参照番号３８０，３８１は各々データ識別回路
であつて、Ｔ秒毎に実部データ推定値および虚部
データ推定値を各々出力端３８２，３８３に出力
する。加算器３９０および３９１は、各識別時刻
での識別誤差信号を生成し、その信号は現在のタ
ツプ係数を修正すべく、乗算器３３０，３３１，
３３２，３３３，３３４，３３５および３４０，
３４１，３４２，３４３，３４４，３４５に供給
される。
であつて、Ｔ秒毎に実部データ推定値および虚部
データ推定値を各々出力端３８２，３８３に出力
する。加算器３９０および３９１は、各識別時刻
での識別誤差信号を生成し、その信号は現在のタ
ツプ係数を修正すべく、乗算器３３０，３３１，
３３２，３３３，３３４，３３５および３４０，
３４１，３４２，３４３，３４４，３４５に供給
される。
タツプ係数発生器３６０および３６１は各々、
乗算器３３０，３４１、加算器３５０による相関
計算の結果および乗算器３３１，３４０、加算器
３５１による相関計算の結果により、現在のタツ
プ係数を修正するものであつて、その基本構成は
第４図に示す如く、ループゲイン設定部４０２、
加算器４０３、タツプ係数レジスタ４０４とより
成る一種の積分器で表わされる。
乗算器３３０，３４１、加算器３５０による相関
計算の結果および乗算器３３１，３４０、加算器
３５１による相関計算の結果により、現在のタツ
プ係数を修正するものであつて、その基本構成は
第４図に示す如く、ループゲイン設定部４０２、
加算器４０３、タツプ係数レジスタ４０４とより
成る一種の積分器で表わされる。
再び第３図において、タツプ係数発生器３６２
は実センタタツプ係数を発生しており、これに隣
接するタツプ係数発生器３６４，３６０出力の差
分を、加算器３９３により求め、この値とタツプ
供給発生器３６２出力とを乗算器３９４にて掛け
ることにより、タイミング位相ずれ情報を作り出
すことができる。この原理を概念的に示したもの
が第５図および第６図である。
は実センタタツプ係数を発生しており、これに隣
接するタツプ係数発生器３６４，３６０出力の差
分を、加算器３９３により求め、この値とタツプ
供給発生器３６２出力とを乗算器３９４にて掛け
ることにより、タイミング位相ずれ情報を作り出
すことができる。この原理を概念的に示したもの
が第５図および第６図である。
今、自動等化器入力複素信号の位相ずれが＋
90゜の範囲にて、タイミング位相ずれτが発生し
た場合を考えると、自動等化器タツプ係数は第５
図に示すような値をとる。第５図において、
C-1，C0，C1はそれぞれ第３図のタツプ係数発生
器３６０，３６２，３６４出力に対応する。従つ
て、差分C1−C-1の絶対値がタイミング位相ずれ
量を示し、その極性が、タイミング位相ずれ方向
を示している。
90゜の範囲にて、タイミング位相ずれτが発生し
た場合を考えると、自動等化器タツプ係数は第５
図に示すような値をとる。第５図において、
C-1，C0，C1はそれぞれ第３図のタツプ係数発生
器３６０，３６２，３６４出力に対応する。従つ
て、差分C1−C-1の絶対値がタイミング位相ずれ
量を示し、その極性が、タイミング位相ずれ方向
を示している。
また、自動等化器複素入力信号の位相ずれが
90°〜270°の範囲にてタイミング位相ずれτが発
生した場合には、第６図のように各タツプ係数の
極性が反転するも、差分C1−C-1の値にC0を掛け
ることによつて、上記と同様な、タイミング位相
ずれ量を取り出すことができる。第１図において
この動作は、全データチヤンネルのうち、最も劣
化が少ないと予想される。搬送波帯域の中心に近
い周波数帯を使用している複数データチヤンネル
の自動等化器１３０，１３１，１３２にて行なわ
しめこれら自動等化器から出力する。各タイミン
グ位相ずれ情報をホフイト雑音によるＳ／Ｎ劣化
を抑えるべく、加算器１３４と増巾器１３５より
構成される平均化回路１３３によつて、平均化す
る。
90°〜270°の範囲にてタイミング位相ずれτが発
生した場合には、第６図のように各タツプ係数の
極性が反転するも、差分C1−C-1の値にC0を掛け
ることによつて、上記と同様な、タイミング位相
ずれ量を取り出すことができる。第１図において
この動作は、全データチヤンネルのうち、最も劣
化が少ないと予想される。搬送波帯域の中心に近
い周波数帯を使用している複数データチヤンネル
の自動等化器１３０，１３１，１３２にて行なわ
しめこれら自動等化器から出力する。各タイミン
グ位相ずれ情報をホフイト雑音によるＳ／Ｎ劣化
を抑えるべく、加算器１３４と増巾器１３５より
構成される平均化回路１３３によつて、平均化す
る。
この平均化した、タイミング位相ずれ情報を、
加算器１２８にて前記タイミング周波数ずれ情報
と加算し、Ｄ／Ａ変換器１２９にてアナログ電圧
信号に変換した後、電圧制御発振器１５０に与え
てサンプリング周波数を制御することにより、最
終的にタイミング同期が確立できる。即ち、本第
１の実施例においては、タイミング周波数ずれ情
報とタイミング位相ずれ情報が加えあわされて、
電圧制御発振器にフイードバツクされているも、
通信初期時に大巾なタイミング周波数ずれが生じ
ている場合には、タイミング周波数ずれ情報の値
が大きく発生して、これを速やかに吸収し、その
後、タイミング周波数ずれ情報の値が充分小さく
なつた暁には、タイミング位相ずれ情報によつ
て、確実なタイミング同期がとられるものであ
る。
加算器１２８にて前記タイミング周波数ずれ情報
と加算し、Ｄ／Ａ変換器１２９にてアナログ電圧
信号に変換した後、電圧制御発振器１５０に与え
てサンプリング周波数を制御することにより、最
終的にタイミング同期が確立できる。即ち、本第
１の実施例においては、タイミング周波数ずれ情
報とタイミング位相ずれ情報が加えあわされて、
電圧制御発振器にフイードバツクされているも、
通信初期時に大巾なタイミング周波数ずれが生じ
ている場合には、タイミング周波数ずれ情報の値
が大きく発生して、これを速やかに吸収し、その
後、タイミング周波数ずれ情報の値が充分小さく
なつた暁には、タイミング位相ずれ情報によつ
て、確実なタイミング同期がとられるものであ
る。
第７図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図である。参照数字７０１は入力端、参照数字７
０２はサンプラ、参照数字７５０は電圧制御発振
器、参照数字７２９はＤ／Ａ変換器、参照数字７
２８は、セレクタである。
図である。参照数字７０１は入力端、参照数字７
０２はサンプラ、参照数字７５０は電圧制御発振
器、参照数字７２９はＤ／Ａ変換器、参照数字７
２８は、セレクタである。
本第２の実施例において、直交QAM復調器以
後並びにタイミング周波数ずれ情報及び、タイミ
ング位相ずれ情報の取り出し回路については、前
記第１の実施例と同様であるので、第７図では、
その部分を省略している。
後並びにタイミング周波数ずれ情報及び、タイミ
ング位相ずれ情報の取り出し回路については、前
記第１の実施例と同様であるので、第７図では、
その部分を省略している。
第７図において、通信開始後、あらかじめ設定
した一定時間内はセレクタ７２８にて、タイミン
グ周波数ずれ情報が選択され、一定時間経過後、
通信完了までは、タイミング位相ずれ情報が選択
される。即ち、通信開始時に、大きなタイミング
周波数ずれが生じている場合においても、それを
タイミング周波数ずれ情報で用いて、充分吸収し
得る時間内だけ、セレクタ７２８をタイミング周
波数ずれ情報側に選択しておけば、この間に、タ
イミング周波数ずれは速やかに吸収され、その後
セレクタ７２８がタイミング位相ずれ情報側に切
り換わることによつて、第１の実施例と同様にタ
イミング同期がとられる。
した一定時間内はセレクタ７２８にて、タイミン
グ周波数ずれ情報が選択され、一定時間経過後、
通信完了までは、タイミング位相ずれ情報が選択
される。即ち、通信開始時に、大きなタイミング
周波数ずれが生じている場合においても、それを
タイミング周波数ずれ情報で用いて、充分吸収し
得る時間内だけ、セレクタ７２８をタイミング周
波数ずれ情報側に選択しておけば、この間に、タ
イミング周波数ずれは速やかに吸収され、その後
セレクタ７２８がタイミング位相ずれ情報側に切
り換わることによつて、第１の実施例と同様にタ
イミング同期がとられる。
第８図は、本発明の第３の実施例を示すブロツ
ク図であり、参照数字８０１は入力端、参照数字
８０２はサンプラ、参照数字８５０は、電圧制御
発振器、参照数字８２９は、Ｄ／Ａ変換器、参照
数字８２８はセレクタ、参照数字８５１は識別器
である。
ク図であり、参照数字８０１は入力端、参照数字
８０２はサンプラ、参照数字８５０は、電圧制御
発振器、参照数字８２９は、Ｄ／Ａ変換器、参照
数字８２８はセレクタ、参照数字８５１は識別器
である。
本第３の実施例において、直交QAM復調器以
後、並びにタイミング周波数ずれ及び、タイミン
グ位相ずれ情報の取り出し回路については、前記
第１の実施例と同様であるので、第８図では、そ
の部分を省略している。
後、並びにタイミング周波数ずれ及び、タイミン
グ位相ずれ情報の取り出し回路については、前記
第１の実施例と同様であるので、第８図では、そ
の部分を省略している。
第８図において、識別器８５１はタイミング周
波数ずれ量の絶対値を検出し、その値が、あらか
じめ設定しておいた判別値よりも大なる場合に
は、セレクタ８２８をタイミング周波数ずれ情報
側に選択させ、逆に、判別値よりも小なる場合に
は、セレクタ８２８をタイミング位相ずれ情報側
に選択させる。従つて、通信開始時に大きなタイ
ミング周波数ずれが生じている場合には、大きな
タイミング周波数ずれ情報が現われるので、識別
器８５１にてこれを識別し、セレクタ８２８を、
タイミング周波数ずれ情報側を選択させることに
より、タイミング周波数ずれは速やかに吸収され
る。その後は、タイミング周波数ずれ情報の値が
小さくなるので、識別器８５１はこれを識別し、
セレクタ８２８をタイミング位相ずれ情報側に切
り換える。これにより、第１の実施例と同様にタ
イミング同期がとられるものである。
波数ずれ量の絶対値を検出し、その値が、あらか
じめ設定しておいた判別値よりも大なる場合に
は、セレクタ８２８をタイミング周波数ずれ情報
側に選択させ、逆に、判別値よりも小なる場合に
は、セレクタ８２８をタイミング位相ずれ情報側
に選択させる。従つて、通信開始時に大きなタイ
ミング周波数ずれが生じている場合には、大きな
タイミング周波数ずれ情報が現われるので、識別
器８５１にてこれを識別し、セレクタ８２８を、
タイミング周波数ずれ情報側を選択させることに
より、タイミング周波数ずれは速やかに吸収され
る。その後は、タイミング周波数ずれ情報の値が
小さくなるので、識別器８５１はこれを識別し、
セレクタ８２８をタイミング位相ずれ情報側に切
り換える。これにより、第１の実施例と同様にタ
イミング同期がとられるものである。
以上説明したように、本発明を用いれば、通信
初期時に大きなタイミング周波数ずれが生じた場
合においても、速やかに、タイミング同期を確立
し得るので、タイミング同期可能な周波数範囲の
広い、タイミング同期方式が実現できる。
初期時に大きなタイミング周波数ずれが生じた場
合においても、速やかに、タイミング同期を確立
し得るので、タイミング同期可能な周波数範囲の
広い、タイミング同期方式が実現できる。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図、第２図は送信直交QAM信号のスペクトル
図、第３図は直交QAM信号に対する自動等化器
の構成図、第４図は自動等化器内タツプ係数発生
器の構造を表わす回路図、第５図および第６図は
タイミング位相ずれを生じた場合のタツプ係数
値、示す概念図、第７図は本発明の第２の実施例
について、第１図と異なる部分のみを示したブロ
ツク図、第８図は本発明の第３の実施例につい
て、第１図と異なる部分のみを示したブロツク図
である。 １０２，７０２，８０２…サンプラ、１０３…
直交QAM復調器、１０４，１０５…完全２次型
デジタルフエーズロツクループ、１０６，１０７
…位相回転器、１０８，１０７…デジタル電圧制
御発振器、１１０−１１３，３００，３０２，３
０４および３０１，３０３，３０５…レジスタ、
１１４−１１７，１２４，１２８，３５０−３５
５，３９０，３９１，３９３，１３４，３７０，
３７１…加算器、１３０−１３２…自動等化器、
１３３…平均化回路、３１０−３１５，３２０−
３２５，３３０−３３５，３４０−３４５，３９
４…乗算器、１２９，７２９，８２９…Ｄ／Ａ変
換器、１５０，７５０，８５０…電圧制御発振
器、３８０，３８１，８５１…識別器、３６０−
３６５…タツプ係数発生器、２０１−２０９…第
１乃至第9QAM信号スペクトラム、４０２…ル
ープゲイン設定部、４０３…加算器、４０４…タ
ツプ係数レジスタ。
図、第２図は送信直交QAM信号のスペクトル
図、第３図は直交QAM信号に対する自動等化器
の構成図、第４図は自動等化器内タツプ係数発生
器の構造を表わす回路図、第５図および第６図は
タイミング位相ずれを生じた場合のタツプ係数
値、示す概念図、第７図は本発明の第２の実施例
について、第１図と異なる部分のみを示したブロ
ツク図、第８図は本発明の第３の実施例につい
て、第１図と異なる部分のみを示したブロツク図
である。 １０２，７０２，８０２…サンプラ、１０３…
直交QAM復調器、１０４，１０５…完全２次型
デジタルフエーズロツクループ、１０６，１０７
…位相回転器、１０８，１０７…デジタル電圧制
御発振器、１１０−１１３，３００，３０２，３
０４および３０１，３０３，３０５…レジスタ、
１１４−１１７，１２４，１２８，３５０−３５
５，３９０，３９１，３９３，１３４，３７０，
３７１…加算器、１３０−１３２…自動等化器、
１３３…平均化回路、３１０−３１５，３２０−
３２５，３３０−３３５，３４０−３４５，３９
４…乗算器、１２９，７２９，８２９…Ｄ／Ａ変
換器、１５０，７５０，８５０…電圧制御発振
器、３８０，３８１，８５１…識別器、３６０−
３６５…タツプ係数発生器、２０１−２０９…第
１乃至第9QAM信号スペクトラム、４０２…ル
ープゲイン設定部、４０３…加算器、４０４…タ
ツプ係数レジスタ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ データチヤンネルの他に位相ずれ及び周波数
ずれを検出する為の２つのパイロツトチヤンネル
を有する、直交QAM変復調方式を用いた復調装
置に於いて、両パイロツトチヤンネル個々に完全
２次型デジタルフエーズロツクループを配し、該
完全２次型デジタルフエーズロツクループ内にあ
る個々の積分値出力の差分を、タイミング周波数
ずれ情報として取り出すと共に、あらかじめ搬送
波帯域の中心周波数に近い任意の複数データチヤ
ンネルを指定しておき、各データチヤンネルに接
続している自動の等化器の、センタタツプに隣接
する２つのタツプ係数の差分と、センタタツプ係
数との積を平均化したものをタイミング位相ずれ
情報として取り出し、前記タイミング周波数ずれ
情報と加え合わせて、サンプリング周波数を決定
している電圧制御発振器にフイードバツクするこ
とにより、タイミングの同期をとることを特徴と
するタイミング同期方式。 ２ データチヤンネルの他に、位相ずれ及び周波
数ずれを検出する為の２つのパイロツトチヤンネ
ルを有する、直交QAM変復調方式を用いた復調
装置に於いて、両パイロツトチヤンネル個々に、
完全２次型デジタルフエーズロツクループを配
し、通信初期時の一定時間内は、該完全２次型デ
ジタルフエーズロツクループ内にある個々の積分
器出力の差分をタイミング周波数ずれ情報とし
て、サンプリング周波数を決定している電圧制御
発振器にフイードバツクすることにより、大巾な
タイミング周波数ずれを吸収し、その後あらかじ
め指定しておいた、搬送波帯域の中心周波数に近
い任意の複数データチヤンネルに接続している
個々の自動等化器の、センタタツプに隣接する２
つのタツプ係数の差分とセンタタツプ係数との積
を平均化したものを、タイミング位相ずれ情報と
して前記、電圧制御発振器にフイードバツクする
ことにより、最終的に、タイミングの同期をとる
ことを特徴とするタイミング同期方式。 ３ データチヤンネルの他に、位相ずれ及び周波
数ずれを検出する為の２つのパイロツトチヤンネ
ルを有する直交QAM変復調方式を用いた復調装
置において、両パイロツトチヤンネル個々に完全
２次型デジタルフエーズロツクループを配し、該
完全２次型デジタルフエーズロツクループ内にあ
る個々の積分器出力の差分を、タイミング周波数
ずれ情報として取り出すと共にあらかじめ、搬送
波帯域の中心周波数に近い任意の複数データチヤ
ンネルを指定しておいて、各データチヤンネルに
接続している自動等化器のセンタタツプに隣接す
る２つのタツプ係数・差分とセンタタツプ係数と
の積を平均化したものを、タイミング位相ずれ情
報として取り出し、前記タイミング周波数ずれ情
報の絶対値があらかじめ設定した判別値よりも大
なる場合には該タイミング周波数ずれ情報を、サ
ンプリング周波数を決定している電圧制御発振器
にフイードバツクし、逆に、タイミング周波数ず
れ情報の値が判別値よりも小なる場合には前記タ
イミング位相ずれ情報を、前記電圧制御発振器に
フイードバツクすることにより、タイミングの同
期をとることを特徴とするタイミング同期方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58160786A JPS6052147A (ja) | 1983-09-01 | 1983-09-01 | タイミング同期方式 |
| GB08421835A GB2145906B (en) | 1983-09-01 | 1984-08-29 | Circuit for establishing accurate sample timing |
| US06/645,684 US4575682A (en) | 1983-09-01 | 1984-08-30 | Circuit for establishing accurate sample timing |
| CA000462211A CA1224541A (en) | 1983-09-01 | 1984-08-31 | Circuit for establishing accurate sample timing |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58160786A JPS6052147A (ja) | 1983-09-01 | 1983-09-01 | タイミング同期方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6052147A JPS6052147A (ja) | 1985-03-25 |
| JPH0131821B2 true JPH0131821B2 (ja) | 1989-06-28 |
Family
ID=15722415
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58160786A Granted JPS6052147A (ja) | 1983-09-01 | 1983-09-01 | タイミング同期方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4575682A (ja) |
| JP (1) | JPS6052147A (ja) |
| CA (1) | CA1224541A (ja) |
| GB (1) | GB2145906B (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6340426A (ja) * | 1986-08-06 | 1988-02-20 | Hitachi Ltd | タイミングｐｌｌ装置 |
| US4947407A (en) * | 1989-08-08 | 1990-08-07 | Siemens-Pacesetter, Inc. | Sample-and-hold digital phase-locked loop for ask signals |
| US5206886A (en) * | 1990-04-16 | 1993-04-27 | Telebit Corporation | Method and apparatus for correcting for clock and carrier frequency offset, and phase jitter in mulicarrier modems |
| FR2670062B1 (fr) * | 1990-11-30 | 1993-11-12 | Thomson Csf | Procede de recalage des oscillateurs locaux d'un recepteur et dispositif pour la mise en óoeuvre du procede. |
| DE4208808B4 (de) * | 1992-03-19 | 2005-03-17 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur breitbandigen digitalen Signalübertragung von einer Feststation zu Mobilstationen |
| US6334219B1 (en) * | 1994-09-26 | 2001-12-25 | Adc Telecommunications Inc. | Channel selection for a hybrid fiber coax network |
| USRE42236E1 (en) | 1995-02-06 | 2011-03-22 | Adc Telecommunications, Inc. | Multiuse subcarriers in multipoint-to-point communication using orthogonal frequency division multiplexing |
| US7280564B1 (en) | 1995-02-06 | 2007-10-09 | Adc Telecommunications, Inc. | Synchronization techniques in multipoint-to-point communication using orthgonal frequency division multiplexing |
| JPH09270765A (ja) * | 1996-01-31 | 1997-10-14 | Victor Co Of Japan Ltd | Ｏｆｄｍ変復調装置及びｏｆｄｍ変調方法 |
| WO1997041672A1 (en) * | 1996-04-29 | 1997-11-06 | Philips Electronics N.V. | Symbol synchronisation in a multicarrier receiver |
| JP3289610B2 (ja) * | 1996-07-31 | 2002-06-10 | 日本ビクター株式会社 | Ｏｆｄｍ復調装置及びその方法 |
| JP3431785B2 (ja) * | 1996-12-24 | 2003-07-28 | シャープ株式会社 | 直交周波数多重変調信号復調装置 |
| US5978379A (en) | 1997-01-23 | 1999-11-02 | Gadzoox Networks, Inc. | Fiber channel learning bridge, learning half bridge, and protocol |
| US7430171B2 (en) | 1998-11-19 | 2008-09-30 | Broadcom Corporation | Fibre channel arbitrated loop bufferless switch circuitry to increase bandwidth without significant increase in cost |
| US6370188B1 (en) * | 1999-03-31 | 2002-04-09 | Texas Instruments Incorporated | Phase and frequency offset compensation in a telecommunications receiver |
| US7072412B1 (en) | 1999-11-09 | 2006-07-04 | Maurice Bellanger | Multicarrier digital transmission system using an OQAM transmultiplexer |
| FR2800954B1 (fr) * | 1999-11-09 | 2001-12-28 | Maurice Bellanger | Systeme de transmission numerique multiporteuse utilisant un transmultiplexeur oqam |
| DE60142082D1 (de) | 2001-06-22 | 2010-06-17 | Thomson Licensing | Verfahren und system zur kompensation einer trägerfrequenzversetzung in einem ofdm-empfänger |
| DE602005024573D1 (de) * | 2004-08-30 | 2010-12-16 | Nec Corp | Taktregenerierungsschaltung |
| JP4579897B2 (ja) * | 2006-12-22 | 2010-11-10 | パナソニック株式会社 | デジタル復調装置および同期検出方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2505111B1 (fr) * | 1981-04-29 | 1986-04-18 | Labo Electronique Physique | Dispositif de recuperation de porteuse pour une modulation d'amplitude et de phase a seize etats et systeme de reception de donnees numeriques comprenant un tel dispositif |
-
1983
- 1983-09-01 JP JP58160786A patent/JPS6052147A/ja active Granted
-
1984
- 1984-08-29 GB GB08421835A patent/GB2145906B/en not_active Expired
- 1984-08-30 US US06/645,684 patent/US4575682A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-08-31 CA CA000462211A patent/CA1224541A/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2145906A (en) | 1985-04-03 |
| US4575682A (en) | 1986-03-11 |
| JPS6052147A (ja) | 1985-03-25 |
| GB2145906B (en) | 1986-10-15 |
| GB8421835D0 (en) | 1984-10-03 |
| CA1224541A (en) | 1987-07-21 |
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