JPH01318332A - Ｆｍ多重データ放送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ＦＭ多重データ放送受信機に係り、特にＦＭ
放送波伝送路の歪で発生ずるステレオ差信号の高調波に
よる妨害波の除去を可能としたＦＭ多重データ放送受信
機に関するものである。

［発明の概要］ 本発明は、ＦＭ多重データ放送を受信する受信機におい
て、マルチパス妨害のある場所で受信する場合に発生ず
る、ステレオ信号の高調波による妨害波を除去または軽
減するために、受信したステレオ信号から妨害波に相当
する妨害除去信号を作り出し、妨害を相殺することによ
って、多重データ信号を誤りなく受信できるようにしだ
ものである。

［従来の技術］ ＦＭ放送波の伝送路の歪で発生ずる妨害を受信機の中間
周波数において除去する技術は研究段階にあり、いまた
完成されていない。

［発明が解決しようとする課題］ しかし、ＦＭ復調後のベースバンド信号段で、多重デー
タ信号の１１Ｆ域に落ちこむ妨害波を除去する技術につ
いては、本出願人による■特願昭６２−３２９８５９号
ｒＦＭ多重データ放送受信機」、■特願昭５２−３２９
８７０号ｒＦＭ多重データ放送受信機ｊ。

■特願昭６３−３５３５５号「マルチパス妨害除去装置
」として既に出願済みである。但し、これら３出願は本
出願の出願時点ては未公開である。ここて、前２者■、
■は多重データ信号の中心周波数が７６ｋ）ｌｚで、か
つ変調方式がＱＰＳＫ変調である方式に限定されるもの
である。また、残りの出願■てはマルチパス遅延時間に
伴う妨害波の位相変化に対する考慮がなされていないの
で、補償てぎる遅延時間の範囲が数μｓに限られている
。

このように本出願人が既に出願した発明は、多重データ
信号かステレオパイロット信号周波数の４倍の７６ｋＨ
ｚにＤＱＰＳＩ＋変調されたデータ信号を多重する方式
に係るものであり、この方式は受信地点が固定である固
定受信用に定められたものである。

他方、この方式とは別に自動車等の移動受信のための方
式として、マルチパス妨害か比較的少い８５．５ｋｌｌ
ｚ　ＩＦ域にデータ信号を多重する方式が検討されてい
るか、この場合には上記出願による発明は適用で籾ない
。

よって本発明目的は、このような方式においても、マル
チパス妨害を除去しうるようにすると共に、固定受信方
式の場合にも適用しつるほか、多重データ信号の変調方
式かＱＰＳＫ以外のいずれの場合でも、それにかかわり
なく適用できるようにしたＦＭ多重データ放送受信機を
提供することにある。

［課題を解決するための手段］ かかる目的を達成するために、本発明に係るＦＭ多重デ
ータ放送受信機は、ＦＭ検波出力段において、ステレオ
の差チャンネル信号より、該第２高調波を発生する２乗
回路と、該第２高調波に対し位相が直交した第２高調波
を発生する微分または積分回路、またはヒルベルト変換
回路と、パイロット信号を４逓倍して、パイロット信号
の位相と同相の再生搬送波とそれに直交する再生搬送波
を発生する回路と、直交再生搬送波て、パイロ・ント信
号の位相と直交する前記第２高調波および妨害波を検波
する２つの検波回路と、同相再生搬送波で妨害波を検波
する検波回路と、前記３種の検波回路の３出力よりそれ
ぞれの直流成分すなわち各搬送波レベルを得るための低
域フィルタと、前記３種の低域フィルタの３出力より、
妨害波のレベルを検出する回路と、妨害レベルに応じて
、前記同相および直交第２高調波の各レベルを調整する
回路と、両出力を加算し、それをＦＭ検波出力信号より
減算して妨害波を除去する回路とを備える。

その他の本発明に係るＦＭ多重データ放送受信機は、Ｆ
Ｍ検波出力段において、ステレオの差チャンネル信号よ
り、該第２高調波を発生し、位相の直交した直交第２高
調波を得る２乗回路と、該直交第２高調波に対し位相が
９０°進んだパイロット信号の位相と同相の同相第２高
調波を発生する微分または積分回路、またはヒルベルト
変換回路と、パイロット信号を４逓倍して、パイロット
信号の位相と同相の再生搬送波とそれに直交する再生搬
送波を発生ずる回路と、同相再生搬送波で、パイロット
信号の位相と同相の前記第２高調波および妨害波を検波
する２つの検波回路と、直交再生搬送波で、位相の直交
する前記第２高調波および妨害波を検波する２つの検波
回路と、前記４つの検波回路の４出力より、それぞれの
直流成分すなわち各搬送波レベルを得るための低域フィ
ルタと、前記４出力のうち、同相系および直交系の各妨
害波の搬送波レベルと各第２高調波のレベル差を検出し
て、各第２高調波のレベルを各妨害波のレベルと同一に
するための２つの自動利得調整回路と、レベル調整され
た同相第２高調波と直交第２高調波を加算し、それをＦ
Ｍ検波出力より減算して妨害波を除去あるいは軽減する
回路とを備える。

［作用］ かかる構成により、マルチパス妨害のある場所で受信す
る場合に発生する、ステレオ信号の高調波による妨害波
を除去または軽減するために、受信したステレオ信号か
ら妨害波に相当する妨害除去信号を作り出し、妨害を相
殺することによって、多重データ信号を誤りなく受信す
ることがで診る。

［実施例］ 以下、実施例に基づいて本発明の詳細な説明する。

実施例１ 第３図は、穆動受信に適したＦＭ多重データ放送の方式
として検討されている方式の一例のベースハンドのスペ
クトルを示す図である。本図において、２０１はステレ
オの和信号である。２０２はステレオの差信号で、３８
ｋｌｌｚをサブキャリアとする抑圧搬送波振幅変調され
ている。２０３は１９ｋＨｚのパイロット信号である。

２０４は多重データ信号で、ＤＱＰＳＫ変調あるいはＧ
ＭＳに変調などの方式で変調されたディジタル信号であ
り、その第２サブキャリア周波数はパイロット信号周波
数の４．５（Ｑの８５５ｋｌｌｚである。

第４図は、マルチパスのある受信地点てＦＭ多重データ
信号を含むＦＭ放送波を受信して、ＦＭ復調した場合の
ＦＭ検波信号スペクトルの一例を示す図である。ここて
は、ステレオ信号としては多重データ信号への妨害の影
響の大ぎい差信号のみを示した。説明の都合上、ここで
の音声信号の各周波数をΩＳ、そのレベルをＶとし、音
声信号をＶｓｉｎΩｓｔて示ず。パイロット信号の角周
波数をΩｐ、そのレベルをＶｐとして、パイロツー・信
号をＶｐｓｉｎＱｐｔて示す。この場合のステレオ差信
号は て示され、第１項が３０１に示す上側帯波てその角周波
数は２Ωｐ＋ΩＳ、レベルはＶ／２であり、第２項が３
０２に示す下側帯波てその角周波数は２Ωｐ−ΩＳ、レ
ヘレベＶ／２である。

３０３．３０，１，３０５はマルチパスにより発生した
妨害波で、３０１　と３０２の差信号の第２高調波成分
であり、 で示される振幅変調波になる。上式の第１項はキャリア
成分３０３を示し、角周波数は４Ωｐ、レベルはＡＶ２
／４であり、第２項は３０４に示す上側帯波でその角周
波数は４Ωｐ＋２ΩＳ、レベルは八Ｖ２７８であり、第
３項は３０５に示す下側帯波で、その角周波数は４Ωｐ
−２ΩＳ、レベルは八Ｖ２７８である。また、上式のθ
はパイロット信号の位相を基準にしたときの妨害波の位
相の遅れ量を示す。振幅の係数Ａはマルチパスの大きさ
と遅延時間および１搬　。

送波の位相差、すなわち受信状態できまる第２高調波発
生の係数である。θはマルチパス遅延時間および主搬送
波の位相差に関する受信状態できまるものである。

多重データを復調するには、２０４のデータ信号を帯域
フィルタで取り出して復調するのであるが、３０３．３
０４，３０５のうち、３θ４の妨害波の上側帯波が同し
帯域内にあるので、これによる妨害を受りる。データ信
号が４Ωｐすなわち７６　ｋ　ｌＩ　ｚの周波数を中心
にして配置されている固定受信方式では、３０３．３０
１１．３０５の妨害波が同し帯域内にあるので妨害波の
影響が大ぎいのに対し、木刀式では妨害波の上側帯波の
みが影響するのて、固定受信方式の場合に比較し、妨害
の量はほぼ１／４になる。

しかるに、移動受信では受信アンテナの制約と、ビルか
げなど受信状態の悪い場合が多く、マルチパスのＤＵ比
が大きくなり、一般に妨害波のレベルか大きいので、妨
害波の除去が必要なのである。

以上の差信号と妨害波との関係をもとに、妨害波を除去
する本発明の詳細な説明する。

先の妨害波を示す式は、パイロット信号と同相の成分 と直交成分 の和として示される。

一方、受信したステレオ差信号を帯域フィルタで抜き出
して、それを２乗すると、パイロット信号と直交する第
２高調波成分 を作り出すことがてきる。この成分も振幅変調波になっ
ている。

この直交第２高調波成分をヒルベルト変換し、符号を反
転すれば、パイロット信号と同相の第２高調波成分 を作り出すことができる。実際には、ヒルベルト変換回
路に替えて、微分回路を使用するか、あるいは積分回路
と符号反転回路を使用することがてき、この場合、信号
の周波数に対して、信号帯域幅が小さいので大きな誤差
は生しない。

上述した同相第２高調波と直交第２高調波はそれぞれ妨
害波の同相成分、直交成分と対比すれば、共に変調度１
００％の振幅変調波であり、同一の周波数と位相を有し
、そのレベルが異るのみである。よって、同相第２高調
波と直交第２高調波のレベルを調整ｔ・て両者を加算す
ることにより、妨害波と同一の妨害除去信号を作り出す
ことができる。

レベル調整は差信号の第２高調波と妨害波とをそれぞれ
同期検波し、搬送波成分を比較すれば、その調整量が求
められることにより可能とな同期検波を行うために、受
信したパイロット信号を抽出して、これを４逓倍してパ
イロット信号と同相および直交した位相の角周波数４Ω
ｐの再生搬送波を作り出す。同相の再生搬送波はＶｃ　
５ｉｎ４Ωｐｔ、直交する再生搬送波は−Ｖｃｃｏｓ　
４Ωｐｔで示され、Ｖｃはそのレベルである。以下便宜
的にＶｃ＝　２であるとする。

差信号の直交第２高調波ケ直交再生搬送波で検波すれは
低域信号として、 を得る。さらに、５０Ｈｚ程度の低域フィルタを通すを
受けている第２高調波の搬送波成分のレベルに相当する
。

妨害波を同相再生搬送波で検波すれば、低域信号として
、 を得る。さらに前記と同様の低域フィルタを通すことに
より、直流成分 Ｖ２ □　　ｃｏｓθ を得る。

妨害波を直交再生搬送波て検波すれは、低域信号として を得る。さらに低域フィルタを通すことにより、直流成
分 八ｖ２ −　Ｓ　Ｉ　ｎθ を得る。

ここて、妨害波に関する検波は、実際には８５．５ｋｌ
ｌｚを中心とする帯域には多重データ信号があり、妨害
波の上側帯波と重なり合っているために、検波出力には
データ信号成分も含まれてくる。しかるに５０Ｈｚの低
域フィルタを通すことにより、妨害波の側帯波の検波出
力中の あるいは と同様に、そのデータ信号成分は取り除かれるのて、前
述の各直流成分のレベルの説明は実際の場合においても
成り立つものである。

妨害波を同相再生搬送波により検波した直流酸で除算す
れば、同相成分のレベル調整係数Ａｃｏｓθを得る。ま
た、妨害波を直交再生搬送波によりば、直交成分のレベ
ル調整係数Ａｓ１ｎθを得る。

差信号の第２高調波をヒルベルト変換して得た同相成分
に、前記Ａｃｏｓθを乗算したものは妨害波の同相成分
と同一になり、差信号の第２高調波である直交成分に、
前記Ａｓ１ｎθを乗算したものは妨害波の直交成分と同
一になる。従って、以上で妨害波と同一の妨害除去信号
（差信号第２高調波同相成分Ｘ　Ａｃｏｓθと差信号第
２高調波直交成分×八ｓｉｎθの和）を得、これを妨害
波を含むベースバント信号あるいは帯域フィルターで抜
き出し、妨害波を含むデータ信号より差し引けば、妨害
波が除去される。

さらに、多重データ信号か、固定受信用の多重方式と同
様に７６ｋＨｚ　（４Ωｐ）と中心とする帯域に配置さ
れている場合には、前記説明中の妨害波の検波出力には
データ信号の全成分か含まれてくるのであるが、５０１
１　ｚの低域フィルタの出力にデータ信号成分が現われ
る確率は比較的小さいのて、前記方式を用いることで有
効な妨害波除去か実現てぎる。

この方式を移動受信を行う受信機に用いる場合、妨害波
のレベルおよび位相が刻々と変化するのであるか、その
変化の速度は、４０Ｋｍ／ｈの移動速度の場合３Ｈｚの
成分が大きく、速くても５０Ｈｚ以下てあり、レベル検
出に用いた５０Ｈｚ低域フイルタのＩＩ；・域内にほと
んどが入るので、それらの変化に十分追従した妨害波除
去を実現しつる。

第１図は、上述した第１の実施例を示した具体的な回路
構成図である。本回路において、回路の入力信号は妨害
波を含む、第４図のスペクトル図で示したＦＭ検波信号
（すなわちベースバント信号）であり、出力信号は妨害
を除去・軽減した多重データ信号である。

第１図に示す１０１はデータ信号を通過する帯域フィル
タであり、データ信号が７６　ｋ　ＩＩ　ｚを中心に多
重されている方式においてはその信号帯域を通過させる
ものであり、データ信号が８５．５ｋＨｚを中心に多重
されている方式においてはその信号帯域ならびに低域側
は少なくとも妨害波の７６ｋｌｌｚの搬送波成分を通過
させつる帯域幅を有するものであり、信号ａは少なくと
も妨害波の上側帯波と搬送波成分が加わったデータ信号
である。

１１２はステレオ差信号を取り出すための、中心周波数
３８ｋｌｌｚ　、帯域幅３０ｋ）Ｉｚの帯域フィルタて
あり、信号ｎはステレオ差信号である。

１１３は２乗回路であり、その出力信号０は７６ｋＨｚ
を中心とした差信号の第２高調波で、その位相がパイロ
ット信号の位相に直交している直交第２高調波である。

１１１１は帯域フィルタであり、直交第２高調波の帯域
幅を制限する。その帯域幅としては多重データ信号が占
る帯域を有し、かつ７６ｋＨｚを通過するものとする。

その出力信号ｐは妨害除去に必要な帯域幅制限された直
交第２高調波である。

＋１８は微分回路であり、直交第２高調波ｐを微分し、
これと同一の包絡線を有し、位相がｐの位相に対し９０
°進んだ、パイロット信号の位相と同相の第２高調波を
得るものである。出力信号Ｓが同相第２高調波である。

この１１８は微分回路に替え、積分回路またはヒルベル
ト変換回路を用いてもよい。

１０９は１９ｋＨｚのパイロット信号を抽出する同調回
路であり、その出力信号ｊは抽出されたパイロット信号
である。

１１０は逓倍回路であり、パイロット信号を１６逓倍し
て、３０４　ｋ）Ｉｚの正弦波あるいは矩形波の出力信
号ｋを得るものである。

１１１は分周回路であり、３０４ｋｌｌｚの信号ｋを１
／４の周波数に逓降し、７６ｋｌｌｚ（４Ωｐ）の正弦
波あるいは矩形波出力を得る。同回路はパイロット信号
の位相と同相の出力信号ｄとパイロット信号の位相に直
交する出力信号ｍの２つを得る。前者が同相再生搬送波
、後者が直交再生搬送波である。これら１０９，１１０
．Ｉｌｌ　により、パイロット信号に対し正確な位相精
度を保った４逓倍周波数の再生搬送波を得ることができ
る。

１１５は直交第２高調波をＰを直交再生搬送波ｍにより
検波する検波回路であり、その出力ｑは検波出力である
。

１１６は５０Ｈｚの帯域幅の低域フィルタであり、検波
出力ｑより、直交第２高調波の搬送波レベルに相当する
直流あるいは低周波成分ｖ２／４の値、すなわちｒを取
り出す。

１０６はデータ信号を含む妨害波ａを同相再生搬送波℃
により検波する検波回路で、出力信号ｇを得、１１Ｂと
同じ低域フィルタ１０７により、妨害波のパイロット位
相と同相成分の搬送波レベルにを取り出す。これが出力
信号りである。

１０３は信号ａを直交再生搬送波ｍで検波する検波回路
てあり、出力信号ｄを得、１１６と同し低域フィルタ＋
０４により、妨害波のパイロット位相と直交する成分の
搬送波レベルに相当する直流あるが出力信号ｅである。

１０８は割算回路であり、同相成分妨害波レベルｈを第
２高調波レベルｒで除算し、Ａｃｏｓθの値の係数値ｉ
を出力として得る。

１０５は割算回路であり、直交成分妨害波レベルｅを第
２高調波レベルｒて除算し、Ａｓ１ｎθの値の係数値ｆ
を出力として得る。

１１９は掛算回路であり、同相第２高調波信号Ｓに係数
ｉのＡｃｏｓθを乗算し、その出力Ｕとして、同相成分
妨害波と同一レベル、同一波形の妨害波同相成分除去信
号を得る。

＋１７は１１９と同じ掛算回路であり、直交第２高調波
ｐに係数ｆのＡｓ１ｎθを乗算し、その出力ｔとして、
直交成分妨害波と同一レベル、同一波形の妨害波直交成
分除去信号を得る。

１２０は加算回路であり、ｔとＵを加算し、妨害波と同
一レベル、同一波形の妨害波除去信号■を得る。

１２１はレベル検出回路であり、同相成分妨害波レベル
ｈ、直交成分妨害波しベルｅの両者の絶対値レベルを検
出し、両者共に妨害量か小さく、妨害波除去の必要かな
い場合には、Ｗとして“０゛。

を出力し、その他の場合にはＷとして１″を出力する回
路である。

１２２はゲート回路であり、妨害波除去信号ＶをＷに応
して通過または阻止するもので、Ｗが°°０°”で妨害
波レベルが小さく妨害波除去の必要かない場合にはＶを
阻止し、Ｗが“°１°′の場合はＶを通過させる。出力
がＸである。

１０２は遅延回路であり、妨害波を含む多重データ信号
ａを、妨害波除去信号Ｘのａに対する時間遅れ分だけ遅
延させた出力すを得る。

１２１は加算回路であり、妨害波を含む多重データ信号
すから妨害波除去信号Ｘを減算し、妨害波が除去あるい
は軽減された、多重データ信号Ｃを出力として得る。

以上の構成により妨害波の除去・軽減が実現しつる。

実施例２ 再び第３図および第４図を参照して、第２の実施例につ
いて説明する。なお、第１の実施例において述べたとお
り、再生搬送波のレベルＶｃは、説明の都合上、Ｖｃ＝
　２であるとする。また、第１の実施例に関して説明し
た事項については記述を省略する。

差信号の同相第２高調波を同相再生搬送波で検波すれは
低域信号として、 を得る。さらに５０Ｈｚ程度の低域フィルタを通すこ調
波の搬送波成分のレベルに相当する。

他方、妨害波を同相再生搬送波で検波すれば、低域信号
として、 を得る。さらに前記と同様の低域フィルタを通すことに
より、直流成分 を得る。これは妨害波の同相成分の搬送波レベルである
。

ここで、同相第２高調波の検波段の前に自動利得制御回
路を設け、その利得をＡｃｏｓθ倍とすれば、その検波
後の直流成分は、妨害波の同相成分の直流分 に同一となる。すなわち、妨害波の同相成分の直流分 を基準値として、同相第２高調波の直流分が、これに同
しになるように自動利得制御回路の利得を制御すれは、
その利得はＡｃｏｓθ倍になる。このとき、自動利得制
御回路の出力、すなわち同相第２高調波は妨害波の同相
成分と同しレベルとなり、同し波形となる。これを同相
成分の妨害除去信号とする。

直交成分に関しても同様にして妨害除去信号を得る。す
なわち、直交第２高調波を直交再生搬送波で検波し、５
０１１ｚの低域フィルタを通して、直し、５０Ｈｚの低
域フィルタを通して、直流成分へｖ２ 一５ｌｎθ を得る。後者の直流成分 ＡＶ’ 一５ｌｎθ と同一になるように、直交第２高調波の検波段の前に設
けた自動利得制御回路を制御すれば、その利得は八ｓｉ
ｎθとなる。この自動利得制御回路の出力は、妨害波の
直交成分と同一の波形となり、これを直交成分の妨害除
去信号とする。

同相成分および直交成分の妨害除去信号の和は妨害波と
同一波形となり、これを妨害除去信号とし、妨害波を含
む原信号から妨害除去信号を減算すれば、妨害が除去、
軽減される。

ここで、妨害波に関する検波は、実際には、８５．５ｋ
Ｈｚを中心とする帯域には多重データ信号があり、妨害
波の上側帯波と重なり合っているために、検波出力には
データ信号成分も含まれてくる。しかるに５０Ｈｚの低
域フィルタを通すことにより、妨害波の側帯波の検波出
力と同様に、そのデータ信号は取り除かれるので、前述
の各直流成分のレベルの説明は実際の場合においても成
立つものである。

さらに、多重データ信号が、固定受信用の多重方式と同
様に７６ｋｌｌｚ（４Ωｐ）を中心とする帯域に配置さ
れている場合には、前記説明中の妨害波の検波出力には
データ信号の全成分が含まれてくるのであるが、５０Ｈ
ｚの低域フィルタの出力にデータ信号成分が現われる確
率は比較的小さいので、前記方式を用いることで、有効
な妨害波除去が実現できる。

この方式を移動受信を行う受信機に用いる場合、妨害波
のレベルおよび位相か刻々と変化するのであるが、その
変化の速度は、４０ｋｍ／ｈの移動速度の場合３Ｈ２の
成分が大きく、速くても５０１１ｚ以下であり、レベル
検出に用いた５０１−１ｚ低域フイルタの帯域内にほと
んどが入るので、それらの変化に十分追従した妨害波除
去を実現しつる。

第２図は、上述した第２の実施例を示した具体的な回路
構成図である。本回路において、回路の入力信号は妨害
波を含む、第４図のスペクトル図で示したＦＭ検波信号
（すなわちベースバント信号）であり、出力信号は妨害
波を除去・軽減した多重データ信号である。

第２図に示ず１０１はデータ信号を通過する帯域フィル
タであり、データ信号が７６ｋ［ｌｚを中心に多重され
ている方式においては、その信号帯域を通過させるもの
であり、データ信号が８５．５ｋＨｚを中心に多重され
ている方式においては、その侶月帯域ならびに低域側は
少なくとも妨害波の７６ｋｌ（ｚの搬送波成分を通過さ
せつる帯域幅を有するものである。信号ａは少くとも妨
害波の上側帯波と搬送波成分が加わ〕たデータ信号であ
る。

１１１はステレオ差信号を取り出すための、中心周波数
３８ｋＨ２，帯域幅３ＯＮＩｚの帯域フィルタであり、
信号ｎはステレオ差信号である。

１１２は２乗回路であり、その出力信号０は７６ｋ）ｌ
ｚを中心とした差信号の第２高調波で、その位相がパイ
ロット信号の基準位相より９０°遅れた直交第２高調波
である。

＋１３は微分回路であり、直交第２高調波０を微分し、
これと同一の包絡線を有し、位相がｐの位相に対し９０
°進んだ、パイロット信号の基準位相と同相の第２高調
波を得るものである。信号ｐが同相第２高調波である。

この１１３は微分回路に替え、積分回路またはヒルベル
ト変換回路を用いてもよい。

１０８は１９ｋＨｚのパイロット信号を抽出する同調回
路であり、その出力信号ｊは抽出されたパイロット信号
である。

１０９は逓倍回路であり、パイロット信号を１６逓倍し
て、３０４ｋｌｌｚの正弦波あるいは矩形波の出力信号
ｋを得るものである。

１１０は分周回路であり、ｋを１７４の周波数に逓降し
、７［１ｋｌｌｌ（４Ωｐ）の正弦波あるいは矩形波出
力を得る。同回路はパイロット信号の基準位相と同相の
出力信号Ａと、それに直交した出力信号ｍの２つを得る
。前者が同相再生搬送波、後者が直交再生搬送波である
。これら１０８．１０９，１１０により、パイロット信
号に対して正確な位相精度を保つた、４逓倍周波数の再
生搬送波を得ることができる。

１０２は検波回路であり、データ信号を含む妨害波ａを
同相再生搬送波βにより検波し、出力信号すを得、５０
１１ｚの低域フィルター０３により、妨害波の同相成分
の搬送波レベルである直流成分Ｖ２ −ＣＯＳθ を得る。これか出力信号Ｃである。この出力信号Ｃはθ
の値によって正または負の値になる。

１０４は絶対値回路であり、その出力として、絶対値レ
ベルｄと正負に対応した符号ｅを得る。

１１４はＡＧＣ回路（自動利得制御回路）てあり、同相
第２高調波ｐの人力信号に対し、ある利得（実際にはそ
の値は１より小さいので減衰となるか）を乗算し、その
出力ｑを得る。

＋１５は検波回路であり、信号ｑを同相再生搬送波立て
検波し、出力ｒを得、さらに５０１−１ｚの低域フィル
タ１１８により、同相第２高調波の搬送波レベルＳを得
る。Ｓは常に正の値となる。このＳのる。

１１７は加算回路であり、妨害波の同相成分搬送波レベ
ルの絶対値ｄより同相第２高調波の搬送波レベルＳを減
算し、その出力は積分回路１１８で積分され出力ｔを得
る。この出力ｔはＡＧＣ回路１１４の利得を決める。こ
れら１１４〜１１８の回路構成てフィードバックループ
が構成され、信号Ｓのレベルが信−号ｄのレベルと同一
になるように自動的に八〇Ｇ　レベルが設定される。こ
のとき、ＡＧＣ回路の利得はＡｃｏｓθに等しくなり、
信号ｑは信号ａに含まれる妨害波の同相成分と同一レベ
ルになる。

１２４　は信号ｑと符号ｅの乗算を行う回路であり、そ
の出力ｙは、正負の符号、レベル、位相において、妨害
波の同相成分と同じになる。

直交系の動作も前記の同相系の動作と同様である。すな
わち、検波回路１０５において信号ａを直交再生搬送波
ｍにより検波し、その出力信号ｆは５０１１ｚの低域フ
ィルタ１０６に入力され、妨害波の直交成分の搬送波レ
ベルである直流成分 へｖ２　　。

一５ｌｎθ が得られる。これか信号ｇである。

絶対値回路１０７により、信号ｇの絶対値であるｈと正
負の符号ｌを得る。

ＡＧＣ回路ｍにおいて、直交第２高調波０の利得を調整
し、出力Ｕを得る。次に、検波回路１２０により、信号
Ｕを直交再生搬送波ｍて検波し、出力Ｖを得、さらに５
０１１ｚ低域フイルタ１２１　により直交第２高調波の
搬送波レベルＷを得る。

る。加算回路１２２により、信号りから信号Ｗを減算し
、その出力を１２３の積分回路て積分した出力Ｘが、Ａ
ＧＣの利得を決める。これら１１９〜１２３の回路でフ
ィードバックループか構成され、信号Ｗのレベルが信号
りのレベルに等しくなるように自動的にＡＧＣ回路の利
得か設定される。このときのＡＧＣ回路の利得はＡ　ｓ
　ｉ　ｎθとなり、従って、Ｕの直交第２高調波レベル
は、妨害波の直交成分と同一になる。

掛算回路１２５により、信号Ｕと正負の符号東とが乗算
され、その出力Ｚは、正負の符号、レベル、位相におい
て妨害波の直交成分と同しになる。

加算回路１２１ｉでは、レベル調整された同相成分およ
び直交成分の第２高調波、ｙとＺを加算し、その出力と
して、妨害波除去信号Ａを得る。

加算回路１２７は、同相成分および直交成分の妨害波の
搬送波絶対レベル、ｄおよびｈを加算し、その出力はレ
ベル検出回路１２８てレベル検出される。レベル検出回
路１２８の出力Ｂは、妨害波レベルが小さく妨害除去の
動作か不必要な場合は０“°となり、妨害レベルか大き
い場合は１″となる。ゲート回路１２９は、信号Ｂに従
い、妨害除去の動作か必要な場合には、妨害除去信号Ａ
を通過させて出力りを得、他の場合には通過を阻止する
。

加算回路＋３０は妨害波を含むデータ信号ａより、妨害
波除去信号りを減算し、その出力として、妨害波が除去
・軽減された多重データ信号を得る。

以上の構成により、妨害波の除去・軽減か実現される。

［発明の効果］ 以上述へたとおり、本発明によれは、中心周波数を妨害
の比較的少ない８５．５ｋｌｌｚとする多重方式やＱＰ
ＳＭ以外の変調方式についても、妨害波の除去が可能で
ある。また本発明を実現する具体構成は従来の回路技術
で可能であり、集積回路化も容易である。

すなわち、従来はＦＭ多重データ放送をマルヂパス妨害
の大きい地点で受信する場合、ステレオ差信号の高調波
による妨害を受け、符号の誤りを発生し、または受信不
能となったか、本発明によればかかる不都合を解消する
ことが可能となる。また、本発明と類似の本出願人によ
る発明（現出願時点では未公開）はデータ信号の変調方
式がｑｐｓＫ変調方式で、かつ、中心周波数が７６ｋｌ
ｌｚである場合に限定されるが、本発明によればかかる
限定も不要となる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図はそれぞれ本発明の第１の実施例お
よび第２の実施例を示す回路構成図、第３図はＦＭ多重
データ方式を説明するベースバントスペクトル図、 第４図はマルチパスで発生する妨害波を説明するスペク
トル図である。 ｉｏ＋・・・帯域フィルタ、 ＋０２・・・遅延回路、 ＋０３・・・検波回路、 １０４・・・低域フィルタ、 １０５・・・割算回路、 １０６・・・検波回路、 １０７・・・低域フィルタ、 １０８・・・割算回路、 １０９・・・パイロット抽出回路、 １１０・・・逓倍回路、 Ｉｌｌ・・・分周回路、 １１２・・・帯域フィルタ、 １１３・・・２乗回路、 １１４・・・帯域フィルタ、 １１５・・・検波回路、 ＋１６・・・低域フィルタ、 １１７・・・掛算回路、 １１８・・・微分回路、 ＋１９・・・掛算回路、 １２０・・・加算器、 １２１・・・レベル検出回路、 １２２・・・ゲート回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）ＦＭ検波出力段において、ステレオの差チャンネル
   信号より、該第２高調波を発生する２乗回路と、該第２
   高調波に対し位相が直交した第２高調波を発生する微分
   または積分回路、またはヒルベルト変換回路と、 パイロット信号を４逓倍して、パイロット信号の位相と
   同相の再生搬送波とそれに直交する再生搬送波を発生す
   る回路と、 直交再生搬送波で、パイロット信号の位相と直交する前
   記第２高調波および妨害波を検波する２つの検波回路と
   、同相再生搬送波で妨害波を検波する検波回路と、 前記３種の検波回路の３出力よりそれぞれの直流成分す
   なわち各搬送波レベルを得るための低域フィルタと、 前記３種の低域フィルタの３出力より、妨害波のレベル
   を検出する回路と、 妨害レベルに応じて、前記同相および直交第２高調波の
   各レベルを調整する回路と、両出力を加算し、それをＦ
   Ｍ検波出力信号より減算して妨害波を除去する回路と を備えたことを特徴とするＦＭ多重データ放送受信機。 ２）ＦＭ検波出力段において、ステレオの差チャンネル
   信号より、該第２高調波を発生し、位相の直交した直交
   第２高調波を得る２乗回路と、該直交第２高調波に対し
   位相が９０°進んだパイロット信号の位相と同相の同相
   第２高調波を発生する微分または積分回路、またはヒル
   ベルト変換回路と、 パイロット信号を４逓倍して、パイロット信号の位相と
   同相の再生搬送波とそれに直交する再生搬送波を発生す
   る回路と、 同相再生搬送波で、パイロット信号の位相と同相の前記
   第２高調波および妨害波を検波する２つの検波回路と、
   直交再生搬送波で、位相の直交する前記第２高調波およ
   び妨害波を検波する２つの検波回路と、 前記４つの検波回路の４出力より、それぞれの直流成分
   すなわち各搬送波レベルを得るための低域フィルタと、 前記４出力のうち、同相系および直交系の各妨害波の搬
   送波レベルと各第２高調波のレベル差を検出して、各第
   ２高調波のレベルを各妨害波のレベルと同一にするため
   の２つの自動利得調整回路と、 レベル調整された同相第２高調波と直交第２高調波を加
   算し、それをＦＭ検波出力より減算して妨害波を除去あ
   るいは軽減する回路と を備えたことを特徴とするＦＭ多重データ放送受信機。