JPH01320827A - ノッチ周波数の制御方式 - Google Patents
ノッチ周波数の制御方式Info
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- JPH01320827A JPH01320827A JP15379788A JP15379788A JPH01320827A JP H01320827 A JPH01320827 A JP H01320827A JP 15379788 A JP15379788 A JP 15379788A JP 15379788 A JP15379788 A JP 15379788A JP H01320827 A JPH01320827 A JP H01320827A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無線受信機において、通過帯域内に存在する妨
害電波を除去するためのノツチ回路を有する回路に関す
るものである。
害電波を除去するためのノツチ回路を有する回路に関す
るものである。
無線受信機では希望の受信波のみを復調器に加え、その
他の不要の妨害電波を除去するために、スーパーヘテロ
ダ′イン方式では中間周波増幅段にＢＰＦ （パントノ
やスフイルク）を設けておシ、その通過帯域幅は放送用
等のＤＳＢ （両サイドバンド）波では７〜１５ ｋＨ
ｚ 、通信用のＳＳＢ （片サイドバンド）では２〜４
ｋＨ２％ＣＷ（電信）では０．５〜３ ｋＨｚ Ｋ制限
し、帯域外減衰の優れた水晶フィルタやセラミックフィ
ルタを使用することにより妨害波の除去に効果を挙げて
いる。しかしながらアマチュア無線や小形業務無線では
許容バンド内では任意の周波数で送信が出来るため、受
信帯域内に他の電波が混入する可能性は少なくない。ま
たイメージ妨害や高調波妨害、スプリアスビートの混入
といった問題も発生する。
他の不要の妨害電波を除去するために、スーパーヘテロ
ダ′イン方式では中間周波増幅段にＢＰＦ （パントノ
やスフイルク）を設けておシ、その通過帯域幅は放送用
等のＤＳＢ （両サイドバンド）波では７〜１５ ｋＨ
ｚ 、通信用のＳＳＢ （片サイドバンド）では２〜４
ｋＨ２％ＣＷ（電信）では０．５〜３ ｋＨｚ Ｋ制限
し、帯域外減衰の優れた水晶フィルタやセラミックフィ
ルタを使用することにより妨害波の除去に効果を挙げて
いる。しかしながらアマチュア無線や小形業務無線では
許容バンド内では任意の周波数で送信が出来るため、受
信帯域内に他の電波が混入する可能性は少なくない。ま
たイメージ妨害や高調波妨害、スプリアスビートの混入
といった問題も発生する。
このような通過帯域内の不要信号を除去するのには従来
からノツチフィルタが用いられている。
からノツチフィルタが用いられている。
これには比較的低インピーダンス回路で用いる、特定周
波数でインピーダンスが増加して不要信号の通過を阻止
する直列ノツチと、比較的高インピーダンス回路で用い
る特定周波数で並列インピーダンスが低下して不要信号
を短絡吸収する並列ノツチとがあるが、受信機回路は高
インピーダンスが多いので、通常並列ノツチが用いられ
る。そのためのノッチ素子としてはり、！：Ｃの直列回
路では不十分なので高Ｑの水晶振動子の直列共振を利用
し、さらに第６図のように直列の微少容量を加減してノ
ツチ周波数を調整できるので、ノツチで妨害信号を除去
するのには前記微少容量を加減するか、前置ミクサの局
部発振周波数を加減して妨害信号周波数とノツチ周波数
とを一致させるのであるが、妨害周波数が変動したシ、
受信波の同調を微調整したシして、妨害周波数とノツチ
周波数が少しでもすれると妨害波の除去効果はなくなる
ので、その都度合わせ直さなければならないのであり、
それもノツチ特性がシャープであるほど調整に困難を感
するという問題がある。
波数でインピーダンスが増加して不要信号の通過を阻止
する直列ノツチと、比較的高インピーダンス回路で用い
る特定周波数で並列インピーダンスが低下して不要信号
を短絡吸収する並列ノツチとがあるが、受信機回路は高
インピーダンスが多いので、通常並列ノツチが用いられ
る。そのためのノッチ素子としてはり、！：Ｃの直列回
路では不十分なので高Ｑの水晶振動子の直列共振を利用
し、さらに第６図のように直列の微少容量を加減してノ
ツチ周波数を調整できるので、ノツチで妨害信号を除去
するのには前記微少容量を加減するか、前置ミクサの局
部発振周波数を加減して妨害信号周波数とノツチ周波数
とを一致させるのであるが、妨害周波数が変動したシ、
受信波の同調を微調整したシして、妨害周波数とノツチ
周波数が少しでもすれると妨害波の除去効果はなくなる
ので、その都度合わせ直さなければならないのであり、
それもノツチ特性がシャープであるほど調整に困難を感
するという問題がある。
前項に述べたように、ノツチ特性がシャープであるほど
妨害波の除去効果は大きいが、僅かの周波数差によって
も急速にノツチ効果を失うという問題がある。
妨害波の除去効果は大きいが、僅かの周波数差によって
も急速にノツチ効果を失うという問題がある。
本発明においては妨害波を常にノツチ周波数に引込むこ
とにより、前記の問題点を解決しようとするものである
。
とにより、前記の問題点を解決しようとするものである
。
妨害波をノツチ周波数に引込むにはノツチ周波数を妨害
波周波数に合わせるのと、妨害波をノツチ周波数に合わ
せるのと２つの方法がある。本発明は後者の妨害波の周
波数を常にノツチ周波数に合致する方法によるものであ
る。
波周波数に合わせるのと、妨害波をノツチ周波数に合わ
せるのと２つの方法がある。本発明は後者の妨害波の周
波数を常にノツチ周波数に合致する方法によるものであ
る。
本発明は基本的には特許請求の範囲第１項記載のようで
あシ、第１図につき説明すれば、ノツチ回路を有する中
間周波増幅段１に前置するミクサ段２の局部発振器旦は
ＶＣＯ（電圧制御発振器）３１、位相検波器３２、基準
発振器３３とより成シ、基準発振周波数をノツチ周波数
と同一に設定して、位相検波器３２への比較入力に妨害
電波を用いれば、３２の位相差出力がＬＰＦ ３４を通
って制御直流電圧としてＶＣＯ３１の周波数を制御して
位相検波器３２に加わる妨害波周波数が基準周波数（＝
ノツチ周波数）となるように２→３２→３１を通して位
相制御発振回路を構成することにより、妨害波周波数を
常にノツチ周波数に合致させることが出来るものである
。
あシ、第１図につき説明すれば、ノツチ回路を有する中
間周波増幅段１に前置するミクサ段２の局部発振器旦は
ＶＣＯ（電圧制御発振器）３１、位相検波器３２、基準
発振器３３とより成シ、基準発振周波数をノツチ周波数
と同一に設定して、位相検波器３２への比較入力に妨害
電波を用いれば、３２の位相差出力がＬＰＦ ３４を通
って制御直流電圧としてＶＣＯ３１の周波数を制御して
位相検波器３２に加わる妨害波周波数が基準周波数（＝
ノツチ周波数）となるように２→３２→３１を通して位
相制御発振回路を構成することにより、妨害波周波数を
常にノツチ周波数に合致させることが出来るものである
。
位相検波器に加える妨害波周波数はミクサ段２の出力を
分周・逓倍または周波数変換したものでもよく、基準周
波数を同一割合で増減することにより妨害波周波数をノ
ツチ周波数に合致させる位相制御の条件は成立するので
ある。
分周・逓倍または周波数変換したものでもよく、基準周
波数を同一割合で増減することにより妨害波周波数をノ
ツチ周波数に合致させる位相制御の条件は成立するので
ある。
以上の基本構成のままで良く動作するのは範囲が限定さ
れる。例えばＳＳＢ受信時には、妨害周波数が変動して
、その分だけＶＣＯ３１の発振周波数が移動して妨害周
波数をノツチ周波数に引きもどすと、同時に信号周波数
も同量の移動をするので、復調段においてＢＦＯ周波数
とのズレを生じて復調が不可能に々るので、 ＢＦＯ周
波数を合わせ直さなければならないという副作用を生ず
るのである。
れる。例えばＳＳＢ受信時には、妨害周波数が変動して
、その分だけＶＣＯ３１の発振周波数が移動して妨害周
波数をノツチ周波数に引きもどすと、同時に信号周波数
も同量の移動をするので、復調段においてＢＦＯ周波数
とのズレを生じて復調が不可能に々るので、 ＢＦＯ周
波数を合わせ直さなければならないという副作用を生ず
るのである。
そこで、特許請求の範囲第２項においては第１図のノツ
チ回路を有する中間周波段１に後置するミクサ段を設け
、前置ミクサ２とこの後置ミクサにＶＣＯ３ｉより共通
の局部発振周波数を供給する構成とし、後置ミクサ出力
より復調段に供給することにより、妨害波周波数の変動
に伴う受信周波数の移動があっても後置ミクサにおいて
補償されて、復調には影響を及ぼさないノツチ周波数の
制御方式につき開示している。
チ回路を有する中間周波段１に後置するミクサ段を設け
、前置ミクサ２とこの後置ミクサにＶＣＯ３ｉより共通
の局部発振周波数を供給する構成とし、後置ミクサ出力
より復調段に供給することにより、妨害波周波数の変動
に伴う受信周波数の移動があっても後置ミクサにおいて
補償されて、復調には影響を及ぼさないノツチ周波数の
制御方式につき開示している。
その構成および動作の詳細については次の実施例の項に
て説明する。
て説明する。
アマチュア無線用のＳＳＢ受信機に本発明の特許請求の
範囲第２項を適用した実施構成例を第２図に示す。図中
で第１図と同一の記号部分は第１図と同一の動作部分で
ある。
範囲第２項を適用した実施構成例を第２図に示す。図中
で第１図と同一の記号部分は第１図と同一の動作部分で
ある。
受信波はアンテナより（高周波増幅段を通って）第１ミ
クサで９０００ ｋＨｚの中間周波に変換しているが、
この部分は本発明のノツチ回路に対しては前置中間周波
段となる。その出力は前置ミクサ２で４５５ ｋＨｚに
変換し、ノツチ回路１を通って後置ミクサ４にて再び９
０００ ｋＨｚに変換して後置中間周波段を通ってプロ
ダクト検波器にょシ音声を復調している。
クサで９０００ ｋＨｚの中間周波に変換しているが、
この部分は本発明のノツチ回路に対しては前置中間周波
段となる。その出力は前置ミクサ２で４５５ ｋＨｚに
変換し、ノツチ回路１を通って後置ミクサ４にて再び９
０００ ｋＨｚに変換して後置中間周波段を通ってプロ
ダクト検波器にょシ音声を復調している。
前置ミクサ２において９０００ ｋＨｚを４５５ ｋＨ
ｚに変換するための局部周波数は９０００±４５５ｋＨ
ｚであるから、８５４５ ｋＨｚと９４５５ ｋＨｚの
いづれでも良いが、後者ではサイドバンド周波数関係が
逆転するので、説明の便宜な８５４５ ｋＨｚとして述
べる。次に後置ミクサ４で４５５ ｋＨｚを元の９００
０ ｋＨｚにもどす変換をするのに際して、局部周波数
を前置ミクサと共通の８５４５ ｋＨｚを使用すると、
局部周波数が変化するとそれに従って中間の４５５ ｋ
Ｈｚは変化するが、前置中間周波数と後置中間周波数は
全く変化しないばかシで々く、サイドバンドの関係にも
変化が生じないものである。このことは前置中間周波数
をｆｌ、後置中間周波数をｆ ２ 、局部周波数ｆＬと
すればｆｌ−ｆＬ ＋ ｆＬ −ｆ２ であシ、 こ
こで（−ｆＬ＋ｆＬ）＝ ０ であるから、ｆ
ｓ ＝ ｆ ｔ となシ、局部周
波数ＦＬの変化の如何にかかわらず、Ｆｌ とＦ２とは
完全に一致することが証明できる。以上の関係を利用し
てフィルタと信号の相対位置を変化させる周波数シフト
方式は当業者間では周知であるが、本発明では別の目的
に利用しているのであって、それを第３図を参照して説
明する。
ｚに変換するための局部周波数は９０００±４５５ｋＨ
ｚであるから、８５４５ ｋＨｚと９４５５ ｋＨｚの
いづれでも良いが、後者ではサイドバンド周波数関係が
逆転するので、説明の便宜な８５４５ ｋＨｚとして述
べる。次に後置ミクサ４で４５５ ｋＨｚを元の９００
０ ｋＨｚにもどす変換をするのに際して、局部周波数
を前置ミクサと共通の８５４５ ｋＨｚを使用すると、
局部周波数が変化するとそれに従って中間の４５５ ｋ
Ｈｚは変化するが、前置中間周波数と後置中間周波数は
全く変化しないばかシで々く、サイドバンドの関係にも
変化が生じないものである。このことは前置中間周波数
をｆｌ、後置中間周波数をｆ ２ 、局部周波数ｆＬと
すればｆｌ−ｆＬ ＋ ｆＬ −ｆ２ であシ、 こ
こで（−ｆＬ＋ｆＬ）＝ ０ であるから、ｆ
ｓ ＝ ｆ ｔ となシ、局部周
波数ＦＬの変化の如何にかかわらず、Ｆｌ とＦ２とは
完全に一致することが証明できる。以上の関係を利用し
てフィルタと信号の相対位置を変化させる周波数シフト
方式は当業者間では周知であるが、本発明では別の目的
に利用しているのであって、それを第３図を参照して説
明する。
第３図（Ａ）でＦｌは前置中間周波段における中心周波
数９０００ ｋＨｚのフィルタの帯域特性を示し、９０
００−１．５＝８９９８．５ ｋＨｚ７５ＫｓｓＢ信号
のキャリアポイントで、１）、２０ ｄＢ程度抑圧され
たＳＳＢのキャリアをさらに１５ ｄＢ以上は減衰して
いる。したがってＳＳＢ信号は約３００〜２７００Ｈｚ
の上側サイドバンドのみを通過増幅しておシ、フィルタ
の通過帯域幅は約２．４ ｋＨｚである。
数９０００ ｋＨｚのフィルタの帯域特性を示し、９０
００−１．５＝８９９８．５ ｋＨｚ７５ＫｓｓＢ信号
のキャリアポイントで、１）、２０ ｄＢ程度抑圧され
たＳＳＢのキャリアをさらに１５ ｄＢ以上は減衰して
いる。したがってＳＳＢ信号は約３００〜２７００Ｈｚ
の上側サイドバンドのみを通過増幅しておシ、フィルタ
の通過帯域幅は約２．４ ｋＨｚである。
前置ミクサ２で変換された周波数は、第３図（Ｂ）のよ
うに中心周波数は４５５ ｋＨｚで、キャリア周波数は
４５３．５ ｋＨｚである。いま前置中間波段に９００
０、５ ｋＨｚの妨害波が存在し、たとすると、ミクサ
２の出力では４５５．５ ｋＨｚとなるから、この周波
数のノツチを入れて妨害波の大部分を除去することかで
きる。
うに中心周波数は４５５ ｋＨｚで、キャリア周波数は
４５３．５ ｋＨｚである。いま前置中間波段に９００
０、５ ｋＨｚの妨害波が存在し、たとすると、ミクサ
２の出力では４５５．５ ｋＨｚとなるから、この周波
数のノツチを入れて妨害波の大部分を除去することかで
きる。
後置ミクサ４で再び変換された後置中間周波段の周波数
は第３図（Ｃ）のように中心周波数９０００ｋＨｚ、キ
ャリア周波数８９９８．５ ｋＨｚ 、妨害波はノツチ
で減衰された残りのみが９０００．５ ｋＨｚに残存す
る。
は第３図（Ｃ）のように中心周波数９０００ｋＨｚ、キ
ャリア周波数８９９８．５ ｋＨｚ 、妨害波はノツチ
で減衰された残りのみが９０００．５ ｋＨｚに残存す
る。
ノツチ回路は水晶振動子の直列共振を利用するものであ
って、水晶振動子Ｙの電気等価回路は第５図（Ａ） 、
（１１９で示され、その直列共振周波数は２ｘｉであ
シ、Ｌｏは極めて大きく、ｃｏは極めて小さく、Ｒ，も
小さい値となる、ため共振の尖鋭度をられない高い値と
なるので、これを伝送路間に並列に入れて共振周波数の
みを吸収して減衰するのであるが、実用上は第６図（Ａ
）のように水晶振動子ＹＫ可変容量Ｃ８を直列に入れて
共振周波数を微調整するが、ｃｏが極めて小さな値であ
るので、ＣＢの変化による共振周波数の変化量は小さく
て、４５５ｋＨｚ付近で１ ｋＨｚ程度に過ぎない。第
６図（Ｂ）のようにＣ８とインダクタンスＬ、を直列に
入れることにより若干は変化量を増すことができるが、
妨害周波数が変動した場合に完全に追従するのは困難で
ある。
って、水晶振動子Ｙの電気等価回路は第５図（Ａ） 、
（１１９で示され、その直列共振周波数は２ｘｉであ
シ、Ｌｏは極めて大きく、ｃｏは極めて小さく、Ｒ，も
小さい値となる、ため共振の尖鋭度をられない高い値と
なるので、これを伝送路間に並列に入れて共振周波数の
みを吸収して減衰するのであるが、実用上は第６図（Ａ
）のように水晶振動子ＹＫ可変容量Ｃ８を直列に入れて
共振周波数を微調整するが、ｃｏが極めて小さな値であ
るので、ＣＢの変化による共振周波数の変化量は小さく
て、４５５ｋＨｚ付近で１ ｋＨｚ程度に過ぎない。第
６図（Ｂ）のようにＣ８とインダクタンスＬ、を直列に
入れることにより若干は変化量を増すことができるが、
妨害周波数が変動した場合に完全に追従するのは困難で
ある。
本発明ではノツチ周波数は４５５ ｋＨｚ付近（第２図
〜第４図では４５５．５ ｋＨｚ ）に固定し、局部発
振器３の周波数を変えることにより容易に追従している
のである。従ってノツチ用の水晶振動子の定数はさほど
厳密を要さないのである。ただしノツチ周波数と基準発
振器３３の周波数は厳密に一致させる必要があるが、ノ
ツチ側と発振器側の両方で微調整ができるし、絶体値は
制約されないので量産の際は多数の振動子で一致するベ
アを組めば良いので楽である。
〜第４図では４５５．５ ｋＨｚ ）に固定し、局部発
振器３の周波数を変えることにより容易に追従している
のである。従ってノツチ用の水晶振動子の定数はさほど
厳密を要さないのである。ただしノツチ周波数と基準発
振器３３の周波数は厳密に一致させる必要があるが、ノ
ツチ側と発振器側の両方で微調整ができるし、絶体値は
制約されないので量産の際は多数の振動子で一致するベ
アを組めば良いので楽である。
位相制御発振器の基本は基準発振周波数４５５．５ｋＨ
ｚと比較周波数（この場合は妨害波）を位相検波器３２
に加えて、その位相差出力をＬＰＦで積分して直流電圧
としてＶＣＯ３１の周波数制御を行い、ｒ１八１ 妨害周波数と基準周波数が一致した状態でＶＣＯ３１は
ロックされるのであるから、前置中間周波段で妨害周波
数が移動しても前置ミクサ２からノツチ回路への出力で
は妨害周波数が必ずノツチ周波数に一致するように追従
するのである。
ｚと比較周波数（この場合は妨害波）を位相検波器３２
に加えて、その位相差出力をＬＰＦで積分して直流電圧
としてＶＣＯ３１の周波数制御を行い、ｒ１八１ 妨害周波数と基準周波数が一致した状態でＶＣＯ３１は
ロックされるのであるから、前置中間周波段で妨害周波
数が移動しても前置ミクサ２からノツチ回路への出力で
は妨害周波数が必ずノツチ周波数に一致するように追従
するのである。
妨害波が前置中間周波段の通過帯域端の９０００±１、
５ ｋＨｚまで変化した場合の周波数関係を第４図に示
す。妨害波ａがキャリアと同じ８９９８．５ ｋＨｚに
移動したとすると、前置ミクサ２の出力では妨害波ａの
周波数が４５５．５ ｋＨｚのノツチ周波数と一致する
ように位相制御発振器且が動作し、ＶＣＯ３１の発振周
波数は８９９８．５−４５５．５＝８５４３ｋＨｚとな
る。従って中心周波数は９０００−８５４．３＝４５７
ｋＨｚとなシ、後置ミクサ４では４５７＋８５４３＝
９０００ｋＨｚとなるので、キャリア周波数も４５５Ｂ
＋８５４３補９９８５ｋＨｚと前置中間周波数と完全に
一致する。
５ ｋＨｚまで変化した場合の周波数関係を第４図に示
す。妨害波ａがキャリアと同じ８９９８．５ ｋＨｚに
移動したとすると、前置ミクサ２の出力では妨害波ａの
周波数が４５５．５ ｋＨｚのノツチ周波数と一致する
ように位相制御発振器且が動作し、ＶＣＯ３１の発振周
波数は８９９８．５−４５５．５＝８５４３ｋＨｚとな
る。従って中心周波数は９０００−８５４．３＝４５７
ｋＨｚとなシ、後置ミクサ４では４５７＋８５４３＝
９０００ｋＨｚとなるので、キャリア周波数も４５５Ｂ
＋８５４３補９９８５ｋＨｚと前置中間周波数と完全に
一致する。
また妨害波すが反対帯域端の９００１．５ ｋＨｚに出
た場合には前記と同じ原理により、ＶＣＯ３１の発振周
波数は９００１．５−４５５．５＝８５４６ｋＨｚとな
９、中心周波数は９０００−８５４６＝４５４ｋＨｚと
なる。後置ミクサの動作については前記と同じであるか
ら説明は省略する。
た場合には前記と同じ原理により、ＶＣＯ３１の発振周
波数は９００１．５−４５５．５＝８５４６ｋＨｚとな
９、中心周波数は９０００−８５４６＝４５４ｋＨｚと
なる。後置ミクサの動作については前記と同じであるか
ら説明は省略する。
前記妨害波ａとｂとは両極端周波数であるから、ノツチ
回路で必要な通過帯域は第４図（Ｂ）の〔通過帯域ａ十
通過帯域ｂ〕となり、４５２．５〜４５８．５ ｋｌ（
ｚの範囲をカバーすれば十分である。その際のｖＣＯ周
波数は８５４３〜８５４６ ｋＨｚであるから、妨害波
不在で位相制御発振器且がロックされない場合でもＶＣ
Ｏ３１のフリーラン周波数をこの範囲に設定して置けば
受信上の支障は生じないのである。
回路で必要な通過帯域は第４図（Ｂ）の〔通過帯域ａ十
通過帯域ｂ〕となり、４５２．５〜４５８．５ ｋｌ（
ｚの範囲をカバーすれば十分である。その際のｖＣＯ周
波数は８５４３〜８５４６ ｋＨｚであるから、妨害波
不在で位相制御発振器且がロックされない場合でもＶＣ
Ｏ３１のフリーラン周波数をこの範囲に設定して置けば
受信上の支障は生じないのである。
ノツチ動作が不要の場合はＶＣＯ３１の制御電圧回路を
スイッチ３４で切換えて安定化電圧を電圧調整器を通し
て加え、発振周波数を８５４５ ｋＨｚ付近に固定し、
同時にノツチ回路を開放するか、第４図ＣＢ）のように
ノツチ周波数を通過帯域端に１位置するようにすればノ
ツチの影響を完全に除去することができるものである。
スイッチ３４で切換えて安定化電圧を電圧調整器を通し
て加え、発振周波数を８５４５ ｋＨｚ付近に固定し、
同時にノツチ回路を開放するか、第４図ＣＢ）のように
ノツチ周波数を通過帯域端に１位置するようにすればノ
ツチの影響を完全に除去することができるものである。
帯域内に妨害波が２周波数以上存在するときは通常最も
強力な妨害波をノツチ周波数にロックする。またＳＳＢ
信号のサイドバンドは雑音に近い不特定周波数の集合な
ので、これによりロックされることはない。
強力な妨害波をノツチ周波数にロックする。またＳＳＢ
信号のサイドバンドは雑音に近い不特定周波数の集合な
ので、これによりロックされることはない。
無線受信機において、受信帯域内の妨害波を除去するの
にはノツチ回路が有効であるが、ノツチ用素子として通
常水晶振動子の直列共振を利用するためノツチ周波数の
可変範囲が極めて狭く限定されるため、ノツチ周波数を
帯域内の任意の周波数に合わせるのには困難がちシ、前
置ミクサの局部発振周波数を変えて妨害周波数をノツチ
周波数に合わせるのは受信信号が帯域の適正位置からず
れるという問題があったのであるが、本発明によれば一
定周波数関係にある妨害波の除去には特許請求の範囲第
１項の適用により比較的簡易な構成でノツチ周波数の制
御が可能であり、また特許請求の範囲第２項の適用によ
り任意の妨害周波数や大きく変動する妨害波を除去する
ノツチ方式として広く利用できる効果は前記〔課題を解
決するだめの手段〕および〔実施例〕の項の記述にて明
らかである。
にはノツチ回路が有効であるが、ノツチ用素子として通
常水晶振動子の直列共振を利用するためノツチ周波数の
可変範囲が極めて狭く限定されるため、ノツチ周波数を
帯域内の任意の周波数に合わせるのには困難がちシ、前
置ミクサの局部発振周波数を変えて妨害周波数をノツチ
周波数に合わせるのは受信信号が帯域の適正位置からず
れるという問題があったのであるが、本発明によれば一
定周波数関係にある妨害波の除去には特許請求の範囲第
１項の適用により比較的簡易な構成でノツチ周波数の制
御が可能であり、また特許請求の範囲第２項の適用によ
り任意の妨害周波数や大きく変動する妨害波を除去する
ノツチ方式として広く利用できる効果は前記〔課題を解
決するだめの手段〕および〔実施例〕の項の記述にて明
らかである。
第１図は本発明の基本構成図、第２図は本発明を用いた
ＳＳＢ受信機の一実施例を示すブロック図、第３図、第
４図は第２図の回路の各中間周波段の周波数関係を示す
図、第５図は水晶振動子の電気等価回路、第６図は水晶
振動子のノツチ回路である。 １・・・ノツチ回路、２，４・・・ミクサ、３１・・・
ＶＣＯ。 ３２・・・位相検波器、３３・・・基準発振器。 特許出願人 八重洲無線株式会社 第 １ 図 伯ｉミフす 第 ２ 図 第 ３ 図 ９０００ ＫＨｚ ９０００ＫＨ２ 第 ４ 因 ５図 Ｂ ６凶 辛 口Ｙ
ＳＳＢ受信機の一実施例を示すブロック図、第３図、第
４図は第２図の回路の各中間周波段の周波数関係を示す
図、第５図は水晶振動子の電気等価回路、第６図は水晶
振動子のノツチ回路である。 １・・・ノツチ回路、２，４・・・ミクサ、３１・・・
ＶＣＯ。 ３２・・・位相検波器、３３・・・基準発振器。 特許出願人 八重洲無線株式会社 第 １ 図 伯ｉミフす 第 ２ 図 第 ３ 図 ９０００ ＫＨｚ ９０００ＫＨ２ 第 ４ 因 ５図 Ｂ ６凶 辛 口Ｙ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、妨害周波数除去のためのノッチ回路を有する中間周
波増幅段に前置するミクサ段の局部発振器に位相制御発
振器を用い、その位相検波器には前置ミクサ段よりの妨
害波出力を直接あるいは分周・逓倍または周波数変換し
て加えると共に、比較基準周波数をノッチ周波数に相当
する周波数に設定することにより、妨害波周波数をノッ
チ周波数に一致させることを特徴とする、ノッチ周波数
の制御方式。 ２、妨害周波数除去のためのノッチ回路を有する中間周
波増幅段に後置するミクサ段を設け、前置ミクサと後置
ミクサに共通の局部発振周波数を前記第１項記載の位相
制御発振器より供給する、ノッチ周波数の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63153797A JPH084237B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63153797A JPH084237B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01320827A true JPH01320827A (ja) | 1989-12-26 |
| JPH084237B2 JPH084237B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=15570339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63153797A Expired - Lifetime JPH084237B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH084237B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007266742A (ja) * | 2006-03-27 | 2007-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線受信装置 |
| JP2009510862A (ja) * | 2005-10-03 | 2009-03-12 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 干渉を軽減する装置及び方法 |
| JP2010508755A (ja) * | 2006-11-01 | 2010-03-18 | トムソン ライセンシング | 同一チャネル干渉除去装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5374307A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-01 | Saibanetsuto Kougiyou Kk | Phase synchronization tuning receiver |
| JPS63142726A (ja) * | 1986-12-04 | 1988-06-15 | Japan Radio Co Ltd | 受信機 |
-
1988
- 1988-06-22 JP JP63153797A patent/JPH084237B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2009510862A (ja) * | 2005-10-03 | 2009-03-12 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | 干渉を軽減する装置及び方法 |
| US8699614B2 (en) | 2005-10-03 | 2014-04-15 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Apparatus and method for interference mitigation |
| JP2007266742A (ja) * | 2006-03-27 | 2007-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線受信装置 |
| JP2010508755A (ja) * | 2006-11-01 | 2010-03-18 | トムソン ライセンシング | 同一チャネル干渉除去装置 |
| US8290464B2 (en) | 2006-11-01 | 2012-10-16 | Thomson Licensing | Co-channel interference remover |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH084237B2 (ja) | 1996-01-17 |
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