JPH084237B2 - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JPH084237B2 JPH084237B2 JP63153797A JP15379788A JPH084237B2 JP H084237 B2 JPH084237 B2 JP H084237B2 JP 63153797 A JP63153797 A JP 63153797A JP 15379788 A JP15379788 A JP 15379788A JP H084237 B2 JPH084237 B2 JP H084237B2
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Links
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Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は無線受信機において、通過帯域内に存在する
妨害波を除去するためのノッチ回路を有する受信機回路
に関するものである。
妨害波を除去するためのノッチ回路を有する受信機回路
に関するものである。
無線受信機では希望の受信波のみを復調器に加え、そ
の他の不要の妨害電波を除去するために、スーパーヘテ
ロダイン方式では中間周波増幅段にBPF（バンドパスフ
ィルタ）を設けており、その通過帯域幅は放送用等のDS
B（両サイドバンド）波では７〜15kHz、通信用のSSB
（片サイドバンド）では２〜4kHz、CW（電信）では0.5
〜3kHzに制限し、帯域外減衰の水晶フィルタやセラミッ
クフィルタを使用することにより妨害波の除去に効果を
挙げている。しかしながらアマチュア無線や小形業務無
線では許容バンド内では任意に周波数で送信が出来るた
め、受信帯域内に他の電波が混入する可能性は少なくな
い。またイメージ妨害や高調波妨害、スプリアスビート
の混入といった問題も発生する。
の他の不要の妨害電波を除去するために、スーパーヘテ
ロダイン方式では中間周波増幅段にBPF（バンドパスフ
ィルタ）を設けており、その通過帯域幅は放送用等のDS
B（両サイドバンド）波では７〜15kHz、通信用のSSB
（片サイドバンド）では２〜4kHz、CW（電信）では0.5
〜3kHzに制限し、帯域外減衰の水晶フィルタやセラミッ
クフィルタを使用することにより妨害波の除去に効果を
挙げている。しかしながらアマチュア無線や小形業務無
線では許容バンド内では任意に周波数で送信が出来るた
め、受信帯域内に他の電波が混入する可能性は少なくな
い。またイメージ妨害や高調波妨害、スプリアスビート
の混入といった問題も発生する。
このような通過帯域内の不要信号を除去するのには従
来からノッチフィルタが用いられている。これには比較
的低インピーダンス回路による方式の特定周波数でイン
ピーダンスが増加して不要信号の通過を阻止する直列ノ
ッチと、比較的高インピーダンス回路で用いる特定周波
数で並列インピーダンスが低下して不要信号を短絡吸収
する並列ノッチとがあるが、受信機回路は高インピーダ
ンスが多いので、通常並列ノッチが用いられる。そのた
めのノッチ素子としてはＬとＣの直列回路では不十分な
ので高Ｑの水晶振動子の直列共振を利用し、さらに第６
図のように直列の微少容量を加減してノッチ周波数を調
整できるので、ノッチで妨害信号を除去するのには前記
微少容量を加減するか、前置ミクサの局部発振周波数を
加減して妨害信号周波数とノッチ周波数とを一致させる
のであるが、妨害周波数が変動したり、受信波の同調を
微調整したりして、妨害周波数とノッチ周波数が少しで
もずれると妨害波の除去効果はなくなるので、その都度
合わせ直さなければならないのであり、それもノッチ特
性がシャープであるほど調整はむつかしく、かつノッチ
周波数のずれも多くなる。
来からノッチフィルタが用いられている。これには比較
的低インピーダンス回路による方式の特定周波数でイン
ピーダンスが増加して不要信号の通過を阻止する直列ノ
ッチと、比較的高インピーダンス回路で用いる特定周波
数で並列インピーダンスが低下して不要信号を短絡吸収
する並列ノッチとがあるが、受信機回路は高インピーダ
ンスが多いので、通常並列ノッチが用いられる。そのた
めのノッチ素子としてはＬとＣの直列回路では不十分な
ので高Ｑの水晶振動子の直列共振を利用し、さらに第６
図のように直列の微少容量を加減してノッチ周波数を調
整できるので、ノッチで妨害信号を除去するのには前記
微少容量を加減するか、前置ミクサの局部発振周波数を
加減して妨害信号周波数とノッチ周波数とを一致させる
のであるが、妨害周波数が変動したり、受信波の同調を
微調整したりして、妨害周波数とノッチ周波数が少しで
もずれると妨害波の除去効果はなくなるので、その都度
合わせ直さなければならないのであり、それもノッチ特
性がシャープであるほど調整はむつかしく、かつノッチ
周波数のずれも多くなる。
上述したように、ノッチ特性がシャープであるほど妨
害波の除去効果は大きいが、僅かの周波数差があっても
急速にノッチ効果を失うという問題がある。
害波の除去効果は大きいが、僅かの周波数差があっても
急速にノッチ効果を失うという問題がある。
本発明においては妨害波を常にノッチ周波数に引込む
ことにより、前記の問題点を解決しようとするものであ
る。
ことにより、前記の問題点を解決しようとするものであ
る。
妨害波をノッチ周波数に引込むにはノッチ周波数を妨
害波周波数に合わせるのと、妨害波をノッチ周波数に合
わせるのと２つの方法がある。本発明は後者の妨害波の
周波数を常にノッチ周波数に合致させる方法で行う。即
ち、第１図につき説明すると、ノッチ回路を有する中間
周波増幅段１に前置するミクサ段２の局部発振器３はVC
O電圧制御発振器31、位相検波器32、基準発振器33とよ
り成り、基準発振周波数をノッチ周波数と同一に設定し
て、位相検波器32への比較入力に妨害電波を用いれば、
32の位相差出力がLPF34を通って制御直流電圧となりVCO
31の周波数を制御して位相検波器32に加わる妨害周波数
が（基準周波数＝ノッチ周波数）となるように前置ミク
サ２→位相検波器32→VCO31を通る位相制御発振器３を
構成することにより、妨害波周波数を常にノッチ周波数
に合致させる。
害波周波数に合わせるのと、妨害波をノッチ周波数に合
わせるのと２つの方法がある。本発明は後者の妨害波の
周波数を常にノッチ周波数に合致させる方法で行う。即
ち、第１図につき説明すると、ノッチ回路を有する中間
周波増幅段１に前置するミクサ段２の局部発振器３はVC
O電圧制御発振器31、位相検波器32、基準発振器33とよ
り成り、基準発振周波数をノッチ周波数と同一に設定し
て、位相検波器32への比較入力に妨害電波を用いれば、
32の位相差出力がLPF34を通って制御直流電圧となりVCO
31の周波数を制御して位相検波器32に加わる妨害周波数
が（基準周波数＝ノッチ周波数）となるように前置ミク
サ２→位相検波器32→VCO31を通る位相制御発振器３を
構成することにより、妨害波周波数を常にノッチ周波数
に合致させる。
位相検波器32に加える妨害周波数は前置ミクサ段２の
出力を分周・逓倍または周波数変換したものでもよく、
基準周波数を同一割合で増減することにより妨害電波周
波数をノッチ周波数に合致させる位相制御の条件は成立
する。
出力を分周・逓倍または周波数変換したものでもよく、
基準周波数を同一割合で増減することにより妨害電波周
波数をノッチ周波数に合致させる位相制御の条件は成立
する。
電波形式がSSB受信の場合は、妨害電波周波数が変動
して、その分だけVCO31の発振周波数が移動して妨害周
波数をノッチ周波数に引きもどすと、同時に信号周波数
も同量の移動をするので、復調段においてBFO周波数と
のズレを生じて復調が不可能になるので、BFO周波数を
合わせ直さなければならないという副作用を生じる。そ
のため、ノッチ回路１を有する中間周波段に後置ミクサ
４を設け、前置キクサ２とこの後置ミクサ４にVCO31よ
り共通の局部発振周波数を供給する構成とし、後置ミク
サ出力を復調段に供給することで、妨害電波周波数の変
動に伴う受信周波数の移動があっても後置ミクサ４にお
いて補償されて復調には影響を及ぼさないノッチ周波数
制御の構成である。
して、その分だけVCO31の発振周波数が移動して妨害周
波数をノッチ周波数に引きもどすと、同時に信号周波数
も同量の移動をするので、復調段においてBFO周波数と
のズレを生じて復調が不可能になるので、BFO周波数を
合わせ直さなければならないという副作用を生じる。そ
のため、ノッチ回路１を有する中間周波段に後置ミクサ
４を設け、前置キクサ２とこの後置ミクサ４にVCO31よ
り共通の局部発振周波数を供給する構成とし、後置ミク
サ出力を復調段に供給することで、妨害電波周波数の変
動に伴う受信周波数の移動があっても後置ミクサ４にお
いて補償されて復調には影響を及ぼさないノッチ周波数
制御の構成である。
第２図は本発明を用いたSSB受信機の一実施例を示す
ブロック図である。図中で第１図と同一の記号部分は第
１図と同一の動作部分である。
ブロック図である。図中で第１図と同一の記号部分は第
１図と同一の動作部分である。
受信電波はアンテナより（高周波増幅段を通って）第
１ミクサで9000kHzの中間周波数に変換しているが、こ
の部分は本発明のノッチ回路に対しては前置中間周波段
となる。この出力は前置ミクサ２で455kHzに変換し、ノ
ッチ回路１を通って後置ミクサ４にて再び9000kHzに変
換して、出力を後置中間周波数段を通ってプロダクト検
波器により音声を復調している。
１ミクサで9000kHzの中間周波数に変換しているが、こ
の部分は本発明のノッチ回路に対しては前置中間周波段
となる。この出力は前置ミクサ２で455kHzに変換し、ノ
ッチ回路１を通って後置ミクサ４にて再び9000kHzに変
換して、出力を後置中間周波数段を通ってプロダクト検
波器により音声を復調している。
前置ミクサ２において9000kHzを455kHzに変換するた
めの局部周波数は9000kHz±455kHzであるから、8545kHz
と9455kHzのいづれでも良いが、後者ではサイドバンド
周波数関係が逆転するので、説明には簡単な8545kHzに
ついて述べる。
めの局部周波数は9000kHz±455kHzであるから、8545kHz
と9455kHzのいづれでも良いが、後者ではサイドバンド
周波数関係が逆転するので、説明には簡単な8545kHzに
ついて述べる。
次に後置ミクサ４で455kHzを元の9000kHzにもどす変
換をするのに際して、局部周波数を前置ミクサと共通の
8545kHzを使用すると、局部周波数が変化するとそれに
従って中間の455kHzは変化するが、前置中間周波数と後
置中間周波数は全く変化しないばかりでなく、サイドバ
ンドの関係にも変化が生じないものである。このことは
前置中間周波数をf1、後置中間周波数をf2、局部周波数
fLとすれば f1−fL＋fL＝f2 であり、ここで （−fL＋fL）＝０ であるから f1＝f2 となり、 局部周波数FLの変化の如何にかかわらず、F1とF2とは完
全に一致することが証明できる。以上の関係を利用して
フィルタと信号の相対位置を変化させる周波数シフト方
式は当業者間では周知であるが、本発明では別の目的に
利用している。第３図は中間周波のノッチ回路を通した
時の通過帯域を示した図である。第３図（Ａ）で前置中
間周波数f1の中心周波数9000kHzのフィルタの帯域特性
を示し、9000−1.5＝8998.5（kHz）がSSB信号のキャリ
アポイントであり、SSB信号は300〜2700Hzの上側サイド
バンドのみを通過増幅している。このフィルタの通過帯
域幅は約2.4kHzである。
換をするのに際して、局部周波数を前置ミクサと共通の
8545kHzを使用すると、局部周波数が変化するとそれに
従って中間の455kHzは変化するが、前置中間周波数と後
置中間周波数は全く変化しないばかりでなく、サイドバ
ンドの関係にも変化が生じないものである。このことは
前置中間周波数をf1、後置中間周波数をf2、局部周波数
fLとすれば f1−fL＋fL＝f2 であり、ここで （−fL＋fL）＝０ であるから f1＝f2 となり、 局部周波数FLの変化の如何にかかわらず、F1とF2とは完
全に一致することが証明できる。以上の関係を利用して
フィルタと信号の相対位置を変化させる周波数シフト方
式は当業者間では周知であるが、本発明では別の目的に
利用している。第３図は中間周波のノッチ回路を通した
時の通過帯域を示した図である。第３図（Ａ）で前置中
間周波数f1の中心周波数9000kHzのフィルタの帯域特性
を示し、9000−1.5＝8998.5（kHz）がSSB信号のキャリ
アポイントであり、SSB信号は300〜2700Hzの上側サイド
バンドのみを通過増幅している。このフィルタの通過帯
域幅は約2.4kHzである。
前置ミクサ２で変換された周波数は、第３図（Ｂ）の
ように中心周波数は455kHzで、キャリア周波数は453.5k
Hzである。いま前置中間周波段に9000.5kHz妨害波が存
在したとすると、ミクサ２の出力では455.5kHzとなるか
ら、この周波数のノッチを入れて妨害波の大部分を除去
することができる。後置ミクサ４で再び変換された後置
中間周波段の周波数は第３図（Ｃ）のように中心周波数
9000kHz、キャリア周波数8998.5kHz、妨害波はノッチで
減衰された残りのみが9000.5kHzに残存する。
ように中心周波数は455kHzで、キャリア周波数は453.5k
Hzである。いま前置中間周波段に9000.5kHz妨害波が存
在したとすると、ミクサ２の出力では455.5kHzとなるか
ら、この周波数のノッチを入れて妨害波の大部分を除去
することができる。後置ミクサ４で再び変換された後置
中間周波段の周波数は第３図（Ｃ）のように中心周波数
9000kHz、キャリア周波数8998.5kHz、妨害波はノッチで
減衰された残りのみが9000.5kHzに残存する。
ノッチ回路は水晶振動子の直列共振を利用するもので
あって、水晶振動子Ｙの電気等価回路は第５図（Ａ）
（Ｂ）で示され、その直列共振周波数は であり、Loは極めて大きく、Coは極めて小さく、Roも小
さい値となるため共振の尖鋭度を示す は数1000以上と他の素子では得られない高い値となるの
で、これを伝送路間に並列に入れて共振周波数のみを吸
収して減衰するのであるが、実用上は第６図（Ａ）のよ
うに水晶振動子Ｙに可変容量Csを直列に入れて共振周波
数を微調整するが、Coが極めて小さな値であるので、Cs
の変化による共振周波数の変化量は小さくて、455kHz付
近で1kHz程度に過ぎない。第６図（Ｂ）のようにCsとイ
ンピーダンスLs′を直列に入れることにより若干は変化
量を増すことができるが、妨害周波数が変動した場合に
完全に追従するのは困難である。
あって、水晶振動子Ｙの電気等価回路は第５図（Ａ）
（Ｂ）で示され、その直列共振周波数は であり、Loは極めて大きく、Coは極めて小さく、Roも小
さい値となるため共振の尖鋭度を示す は数1000以上と他の素子では得られない高い値となるの
で、これを伝送路間に並列に入れて共振周波数のみを吸
収して減衰するのであるが、実用上は第６図（Ａ）のよ
うに水晶振動子Ｙに可変容量Csを直列に入れて共振周波
数を微調整するが、Coが極めて小さな値であるので、Cs
の変化による共振周波数の変化量は小さくて、455kHz付
近で1kHz程度に過ぎない。第６図（Ｂ）のようにCsとイ
ンピーダンスLs′を直列に入れることにより若干は変化
量を増すことができるが、妨害周波数が変動した場合に
完全に追従するのは困難である。
本発明ではノッチ周波数は455kHz付近（第２図〜第４
図では455.5kHz）に固定し、局部信号用の位相制御発振
器３の周波数を変えることにより容易に妨害電波の中間
周波数をノッチ回路の周波数に合わせられるものであ
る。従ってノッチ用の水晶振動子の定数はさほど厳密さ
を要さないのである。ただし、ノッチ周波数と基準発振
器33の周波数は厳密に一致させる必要があるが、ノッチ
回路１と基準発振器33の両方で微調整ができるし、絶対
値は制約されないので量産の際は多数の振動子で一致す
るペアを組めば良いので楽である。
図では455.5kHz）に固定し、局部信号用の位相制御発振
器３の周波数を変えることにより容易に妨害電波の中間
周波数をノッチ回路の周波数に合わせられるものであ
る。従ってノッチ用の水晶振動子の定数はさほど厳密さ
を要さないのである。ただし、ノッチ周波数と基準発振
器33の周波数は厳密に一致させる必要があるが、ノッチ
回路１と基準発振器33の両方で微調整ができるし、絶対
値は制約されないので量産の際は多数の振動子で一致す
るペアを組めば良いので楽である。
位相制御発振器３の基本は基準周波数445.5kHzと比較
周波数（この場合は妨害波）を位相検波器32に加えて、
その位相差出力をLPFで積分して直流電圧としてVCO31の
周波数制御を行い、妨害周波数と基準周波数が一致した
状態でVCO31はロックされるのであるから、前置中間周
波数段で妨害周波数が移動しても前置ミクサ２からノッ
チ回路１への出力では妨害周波数が必ずノッチ周波数に
一致するように追従するのである。
周波数（この場合は妨害波）を位相検波器32に加えて、
その位相差出力をLPFで積分して直流電圧としてVCO31の
周波数制御を行い、妨害周波数と基準周波数が一致した
状態でVCO31はロックされるのであるから、前置中間周
波数段で妨害周波数が移動しても前置ミクサ２からノッ
チ回路１への出力では妨害周波数が必ずノッチ周波数に
一致するように追従するのである。
妨害波が前置中間周波段の通過帯域端の9000±1.5kHz
まで変化した場合の周波数関係を第４図に示す。妨害波
ａがキャリアと同じ8998.5kHzに移動したとすると、前
置ミクサ２の出力では妨害波ａの周波数が455.5kHzのノ
ッチ周波数と一致するように位相制御発振器３が動作
し、VCO31の発振周波数は8998.5−455.5＝8543kHzとな
る。従って中心周波数は9000−8543＝457kHzとなり、後
置ミクサ４では457＋8543＝9000kHzとなるので、キャリ
ア周波数も455.5＋8543＝8998.5kHzと前置中間周波数と
完全に一致する。
まで変化した場合の周波数関係を第４図に示す。妨害波
ａがキャリアと同じ8998.5kHzに移動したとすると、前
置ミクサ２の出力では妨害波ａの周波数が455.5kHzのノ
ッチ周波数と一致するように位相制御発振器３が動作
し、VCO31の発振周波数は8998.5−455.5＝8543kHzとな
る。従って中心周波数は9000−8543＝457kHzとなり、後
置ミクサ４では457＋8543＝9000kHzとなるので、キャリ
ア周波数も455.5＋8543＝8998.5kHzと前置中間周波数と
完全に一致する。
また、妨害波ｂが反対帯域端の9001.5kHzに出た場合
には前記と同じで原理により、VCO31の発振周波数は900
1.5−455.5＝8546kHzとなり、中心周波数は9000−8546
＝454kHzとなる。後置ミクサの動作については前記と同
じであるから説明は省略する。
には前記と同じで原理により、VCO31の発振周波数は900
1.5−455.5＝8546kHzとなり、中心周波数は9000−8546
＝454kHzとなる。後置ミクサの動作については前記と同
じであるから説明は省略する。
前記妨害波ａとｂとは両極端周波数であるから、ノッ
チ回路で必要な通過帯域は第４図（Ｂ）の〔通過帯域ａ
＋通過帯域ｂ〕となり、452.5〜458.5kHzの範囲をカバ
ーすれば十分である。その際のVCO周波数は8543〜8546k
Hzであるから、妨害波不在で位相制御発振器３がロック
されない場合でもVCO31のフリーラン周波数をこの範囲
に設定しておけば受信上の支障は生じないのである。
チ回路で必要な通過帯域は第４図（Ｂ）の〔通過帯域ａ
＋通過帯域ｂ〕となり、452.5〜458.5kHzの範囲をカバ
ーすれば十分である。その際のVCO周波数は8543〜8546k
Hzであるから、妨害波不在で位相制御発振器３がロック
されない場合でもVCO31のフリーラン周波数をこの範囲
に設定しておけば受信上の支障は生じないのである。
ノッチ動作が不要の場合はVCO31の制御電圧回路はス
イッチ34で切換えて安定化電圧を電圧調整器を通して加
え、発振周波数を8545kHz付近に固定し、同時にノッチ
回路を開放するか、第４図（Ｂ）のようにノッチ周波数
を通過帯域端に位置するようにすればノッチの影響を完
全に除去することができるのである。
イッチ34で切換えて安定化電圧を電圧調整器を通して加
え、発振周波数を8545kHz付近に固定し、同時にノッチ
回路を開放するか、第４図（Ｂ）のようにノッチ周波数
を通過帯域端に位置するようにすればノッチの影響を完
全に除去することができるのである。
帯域内に妨害波が２周波以上存在するときは通常最も
強力な妨害波をノッチ周波数にロックする。また、SSB
信号のサイドバンドは雑音に近い不特定周波数の集合な
ので、これによりロックされることはない。
強力な妨害波をノッチ周波数にロックする。また、SSB
信号のサイドバンドは雑音に近い不特定周波数の集合な
ので、これによりロックされることはない。
ノッチ回路を備えた無線受信機において、本願発明で
は、ノッチ回路の前段に前置ミクサを設け、前置ミクサ
に供給する局部信号は、前置ミクサの出力と、ノッチ回
路の周波数を同じ周波数に調整できる基準発振器の発振
周波数により位相検波器で位相検波してLPFを通した直
流電圧でVCOの発振周波数を制御する位相制御発振器の
出力とすることで、ノッチ回路へ入力する周波数はノッ
チ周波数と同じになり妨害波周波数が変化しても前置ミ
クサの出力は常にノッチ周波数を保持するので、周波数
変化のある妨害波に対して特に有効である。また、SSB
受信に対してはノッチ回路の後段に後置ミクサ段を設け
て、前置ミクサと同じ局部信号を供給することで復調に
は支障をきたさないので利用効果は大きい。
は、ノッチ回路の前段に前置ミクサを設け、前置ミクサ
に供給する局部信号は、前置ミクサの出力と、ノッチ回
路の周波数を同じ周波数に調整できる基準発振器の発振
周波数により位相検波器で位相検波してLPFを通した直
流電圧でVCOの発振周波数を制御する位相制御発振器の
出力とすることで、ノッチ回路へ入力する周波数はノッ
チ周波数と同じになり妨害波周波数が変化しても前置ミ
クサの出力は常にノッチ周波数を保持するので、周波数
変化のある妨害波に対して特に有効である。また、SSB
受信に対してはノッチ回路の後段に後置ミクサ段を設け
て、前置ミクサと同じ局部信号を供給することで復調に
は支障をきたさないので利用効果は大きい。
第１図は本発明の基本構成のブロック図、第２図は本発
明を用いたSSB受信機の一実施例のブロック図、第３
図、第４図は第２図の回路の各中間周波段の周波数関係
を示す図、第５図は水晶発振子の電気等価回路、第６図
は水晶振動子のノッチ回路である。 １……ノッチ回路、2,4……ミクサ、３……位相制御発
振器、31……VCO、32……位相検波器、33……基準発振
器、34……切換えスイッチ。
明を用いたSSB受信機の一実施例のブロック図、第３
図、第４図は第２図の回路の各中間周波段の周波数関係
を示す図、第５図は水晶発振子の電気等価回路、第６図
は水晶振動子のノッチ回路である。 １……ノッチ回路、2,4……ミクサ、３……位相制御発
振器、31……VCO、32……位相検波器、33……基準発振
器、34……切換えスイッチ。
Claims (1)
- 【請求項１】第２中間周波回路にノッチ回路を設けたス
ーパヘテロダイン受信機において、前記ノッチ回路は第
２中間周波数に近接した周波数の水晶フィルタからな
り、ノッチ選択スイッチをオンにするとノッチ動作とな
るノッチ回路とし、該ノッチ回路前段の前置ミクサに局
部信号を供給するVCO発振器の周波数制御は、通常の中
間周波数に変換する固定電圧回路と、前記前置ミクサの
出力をノッチ周波数と同じ発振周波数の基準発振器の出
力により位相検波器で位相検波して、LPFを通して出力
する回路とを、前記ノッチ選択スイッチと連動するスイ
ッチで選択するよう構成し、受信信号中に妨害電波があ
り、前記ノッチ選択スイッチをオンにすると妨害電波が
ノッチ周波数になるよう第２中間周波数がシフトして前
記ノッチ回路で妨害電波が減衰されることを特徴とする
受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63153797A JPH084237B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63153797A JPH084237B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01320827A JPH01320827A (ja) | 1989-12-26 |
| JPH084237B2 true JPH084237B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=15570339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63153797A Expired - Lifetime JPH084237B2 (ja) | 1988-06-22 | 1988-06-22 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH084237B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8077795B2 (en) | 2005-10-03 | 2011-12-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Apparatus and method for interference mitigation |
| JP4717675B2 (ja) * | 2006-03-27 | 2011-07-06 | パナソニック株式会社 | 無線受信装置 |
| CN101536496B (zh) * | 2006-11-01 | 2011-11-09 | 汤姆森特许公司 | 同信道干扰移除器 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5374307A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-01 | Saibanetsuto Kougiyou Kk | Phase synchronization tuning receiver |
| JPS63142726A (ja) * | 1986-12-04 | 1988-06-15 | Japan Radio Co Ltd | 受信機 |
-
1988
- 1988-06-22 JP JP63153797A patent/JPH084237B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01320827A (ja) | 1989-12-26 |
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