JPH0139247B2 - - Google Patents
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- JPH0139247B2 JPH0139247B2 JP8462181A JP8462181A JPH0139247B2 JP H0139247 B2 JPH0139247 B2 JP H0139247B2 JP 8462181 A JP8462181 A JP 8462181A JP 8462181 A JP8462181 A JP 8462181A JP H0139247 B2 JPH0139247 B2 JP H0139247B2
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- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- oscillation
- transistor
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
- H03K17/95—Proximity switches using a magnetic detector
- H03K17/952—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils
- H03K17/9537—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit
- H03K17/9542—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator
- H03K17/9547—Proximity switches using a magnetic detector using inductive coils in a resonant circuit forming part of an oscillator with variable amplitude
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- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は金属の近接の有無を検出する高周波発
振型の近接スイツチに関する。
振型の近接スイツチに関する。
回転体の回転数検出や回転角度位置の検出を回
転体に金属突片を設け回転体の回転に伴い近接ス
イツチ前面をよぎる金属突片を高周波発振形の近
接スイツチで検出しon―off信号を出力する方法
は公知である。そして、高周波発振形近接スイツ
チ回路の特性は例えば金属（被検出体）の非接近
時の定常発振状態から被検出体の近接により発振
停止に到る減衰振動波形の振動振幅を所定のレベ
ル比較設定値と比較し上記振動振幅がレベル比較
設定値を下まわつた時に出力を反転させることに
より被検出体の近接を検出する。逆に被検出体が
近接状態から離間する時は発振開始から定常発振
状態に到る過渡的発振振幅を上記レベル比較設定
値と比較し上記振幅がレベル比較設定値より大と
なつた時に出力を反転させ近接スイツチから被検
出体が離間したことを検出するものである。従つ
て、実際例として近接、あるいは離間の瞬間から
出力反転が生ずるまでには発振回路の発振出力の
減衰や成長の時定数、更に初期条件に依存した時
間遅れが生ずるのを是認せざるを得なかつた。そ
して振幅の大小を判別するレベル比較設定値は
Ｓ／Ｎ、あるいは回路の安定性に伴う信頼性等から
定常発振振幅の略1/2程度に選び被検出体の近接
を検出するときには回路の減衰振動の時定数にほ
ぼ等しい時間遅れとなるが、この時定数は近接ス
イツチの検出コイルに被検出体を十分近接させれ
ば非常に小さくでき、通常数μs程度にされ得るの
で実用上は無視できるものであつた。しかし、被
検出体の離間時には発振開始の振幅が外来雑音
や、素子自体が発生する雑音により決まるので発
振開始後レベル比較設定値にまで振幅が達するに
は発振回路の振幅成長の時定数の10倍ないし、37
倍程度の時間を要する。被検出体の非近接時の振
幅成長の時定数は被検出体が完全に離間した時に
最小となり、その値は被検出体の検出感度を設定
した時に決まり、被検出体の近接時のように小さ
な値にすることは出来ず、普通数10マイクロ・セ
カンド程度である。従つて、被検出体が離間して
出力が反転するまでには数100マイクロ・セカン
ドから数ミリ・セカンドの非常に長い時間遅れが
出る。更に上述の発振開始電圧を決定する雑音は
統計量であり、その波高は広く分布するので離間
を検出する時の時間遅れもその時の条件で異な
る。この様に従来の近接スイツチ回路は動作の時
間遅れや、時間遅れのゆらぎがあるため回転体の
回転数検出等に使用する場合には検出可能な回転
数はその時間遅れによつて制限され、また、回転
体の角度位置の検出に使用する場合には近接時の
情報のみが有効で離間時の出力反転信号は上記時
間遅れのばらつきや、ゆらぎのために角度位置信
号が得られないという欠点があつた。
転体に金属突片を設け回転体の回転に伴い近接ス
イツチ前面をよぎる金属突片を高周波発振形の近
接スイツチで検出しon―off信号を出力する方法
は公知である。そして、高周波発振形近接スイツ
チ回路の特性は例えば金属（被検出体）の非接近
時の定常発振状態から被検出体の近接により発振
停止に到る減衰振動波形の振動振幅を所定のレベ
ル比較設定値と比較し上記振動振幅がレベル比較
設定値を下まわつた時に出力を反転させることに
より被検出体の近接を検出する。逆に被検出体が
近接状態から離間する時は発振開始から定常発振
状態に到る過渡的発振振幅を上記レベル比較設定
値と比較し上記振幅がレベル比較設定値より大と
なつた時に出力を反転させ近接スイツチから被検
出体が離間したことを検出するものである。従つ
て、実際例として近接、あるいは離間の瞬間から
出力反転が生ずるまでには発振回路の発振出力の
減衰や成長の時定数、更に初期条件に依存した時
間遅れが生ずるのを是認せざるを得なかつた。そ
して振幅の大小を判別するレベル比較設定値は
Ｓ／Ｎ、あるいは回路の安定性に伴う信頼性等から
定常発振振幅の略1/2程度に選び被検出体の近接
を検出するときには回路の減衰振動の時定数にほ
ぼ等しい時間遅れとなるが、この時定数は近接ス
イツチの検出コイルに被検出体を十分近接させれ
ば非常に小さくでき、通常数μs程度にされ得るの
で実用上は無視できるものであつた。しかし、被
検出体の離間時には発振開始の振幅が外来雑音
や、素子自体が発生する雑音により決まるので発
振開始後レベル比較設定値にまで振幅が達するに
は発振回路の振幅成長の時定数の10倍ないし、37
倍程度の時間を要する。被検出体の非近接時の振
幅成長の時定数は被検出体が完全に離間した時に
最小となり、その値は被検出体の検出感度を設定
した時に決まり、被検出体の近接時のように小さ
な値にすることは出来ず、普通数10マイクロ・セ
カンド程度である。従つて、被検出体が離間して
出力が反転するまでには数100マイクロ・セカン
ドから数ミリ・セカンドの非常に長い時間遅れが
出る。更に上述の発振開始電圧を決定する雑音は
統計量であり、その波高は広く分布するので離間
を検出する時の時間遅れもその時の条件で異な
る。この様に従来の近接スイツチ回路は動作の時
間遅れや、時間遅れのゆらぎがあるため回転体の
回転数検出等に使用する場合には検出可能な回転
数はその時間遅れによつて制限され、また、回転
体の角度位置の検出に使用する場合には近接時の
情報のみが有効で離間時の出力反転信号は上記時
間遅れのばらつきや、ゆらぎのために角度位置信
号が得られないという欠点があつた。
従つて、本発明は上記の欠点を除去するために
成されたもので、予め所定の周波数、及び振幅を
有する交流成分の電流を近接スイツチの発振回路
に供給しておき、被検出体離間後の発振開始をラ
ンダムな雑音成分に依存することなく上記交流成
分の電流により近接スイツチの発振回路に生ずる
起電力で近接スイツチの発振条件を規制し、以つ
て時間遅れを小さくし遅れ時間のゆらぎを排除す
ることによつて離間時の出力信号の安定性を図つ
た近接スイツチ回路を提供することを目的とす
る。
成されたもので、予め所定の周波数、及び振幅を
有する交流成分の電流を近接スイツチの発振回路
に供給しておき、被検出体離間後の発振開始をラ
ンダムな雑音成分に依存することなく上記交流成
分の電流により近接スイツチの発振回路に生ずる
起電力で近接スイツチの発振条件を規制し、以つ
て時間遅れを小さくし遅れ時間のゆらぎを排除す
ることによつて離間時の出力信号の安定性を図つ
た近接スイツチ回路を提供することを目的とす
る。
以下、本発明の一実施例を第１図について説明
する。図において１は発振回路、２は所定のレベ
ル比較設定値と上記発振回路１の発振振幅を比較
しその大小に応じた出力信号を発生する比較回
路、３は予め定められた所定周波数、所定振幅の
交流成分をもつ電流を重畳させる交流電流供給回
路である。
する。図において１は発振回路、２は所定のレベ
ル比較設定値と上記発振回路１の発振振幅を比較
しその大小に応じた出力信号を発生する比較回
路、３は予め定められた所定周波数、所定振幅の
交流成分をもつ電流を重畳させる交流電流供給回
路である。
上記発振回路１、及び交流電流供給回路の構成
を以下に説明する。すなわち、４は検出コイル、
５は前記検出コイル４と共に並列共振回路を形成
するコンデンサ、６はエミツタホロワ接続のトラ
ンジスタ、７はそのエミツタ抵抗、８，９はトラ
ンジスタ６のコレクタ出力電流に相当する電流を
出力するカレントミラー接続のトランジスタ、１
０はトランジスタ６に一定の直流ベースバイアス
を与える第１バイアス回路である。また、１５は
所定の周波数で所定の振幅を有する交流電圧源、
１３は前記交流電圧源１５の交流電圧を交流電流
としてコレクタより出力するトランジスタ、１６
は上記トランジスタ１３に一定の直流ベースバイ
アスを与える第２バイアス回路、１４はトランジ
スタ１３のエミツタ抵抗である。
を以下に説明する。すなわち、４は検出コイル、
５は前記検出コイル４と共に並列共振回路を形成
するコンデンサ、６はエミツタホロワ接続のトラ
ンジスタ、７はそのエミツタ抵抗、８，９はトラ
ンジスタ６のコレクタ出力電流に相当する電流を
出力するカレントミラー接続のトランジスタ、１
０はトランジスタ６に一定の直流ベースバイアス
を与える第１バイアス回路である。また、１５は
所定の周波数で所定の振幅を有する交流電圧源、
１３は前記交流電圧源１５の交流電圧を交流電流
としてコレクタより出力するトランジスタ、１６
は上記トランジスタ１３に一定の直流ベースバイ
アスを与える第２バイアス回路、１４はトランジ
スタ１３のエミツタ抵抗である。
この様な構成から成る本発明の近接スイツチ回
路について以下その動作を説明する。今、トラン
ジスタ６のベース点(A)の電位が上昇したとする
と、そのトランジスタ６のエミツタ電位も上昇し
エミツタ抵抗７を流れる電流は増加する。これに
伴いトランジスタ６のコレクタ電流はそのエミツ
タ電流と略等しい分増加しトランジスタ８，９よ
り成るカレントミラー回路を駆動する。すると、
トランジスタ９からはトランジスタ６のコレクタ
電流に相当する電流が出力されトランジスタ６の
ベース点(A)の電位を上昇させる。つまり、(A)点の
電位に対応した電流がトランジスタ９より流れ
る。従つて、第１バイアス回路１０のインピーダ
ンスが零であれば検出コイル４、コンデンサ５よ
り成る並列共振回路側から発振回路１のトランジ
スタ６のベースとトランジスタ９のコレクタとの
接続点側を見込んだアドミタンスは負性コンダク
タンス性となり、その負性コンダクタンス値はほ
ぼトランジスタ６のエミツタ抵抗７の抵抗値の逆
数に等しい。一方、トランジスタ１３はエミツタ
抵抗１４と共にエミツタホロワを構成している。
よつてトランジスタ１３のベース点(B)の電位の変
化はこの変化電圧をエミツタ抵抗１４の抵抗値で
除した値の電流としてトランジスタ１３のコレク
に出力される。したがつて、トランジスタ１３の
ベース点(B)を交流電圧源１５で駆動することによ
り、トランジスタ１３のコレクタからは第２バイ
アス回路１６による直流動作点電流と、交流電流
が出力される。トランジスタ１３のコレクタは上
記発振回路１においてカレントミラー回路を構成
するトランジスタ８のベースコレクタ接続点に接
続されるのでトランジスタ９のコレクタからトラ
ンジスタ１３のコレクタ電流と対応する電流が検
出コイル４とコンデンサ５より成る並列共振回路
に供給される。すなわち、上記並列共振回路には
前記(A)点電位に対応した電流に、上記(B)点電位に
対応した重畳電流が供給されることになり交流動
作的に回路を見れば検出コイル４とコンデンサ５
より成る並列共振回路に並列に負性コンダクタン
ス、及び交流電流源が接続されていることにな
る。ここで、並列共振回路は周知の如く損失を有
するため振幅電圧が発生しても必ず減衰する。し
かし、上記発振回路１は前記した如く並列共振回
路に並列に負性コンダクタンスが接続されるので
並列共振回路の損失、つまりコンダクタンス成分
により消費される電力が回路の負性コンダクタン
ス成分により供給される電力によつて賄われるた
め、実質的には損失が負の並列共振回路が構成さ
れ、交流電流供給回路３の交流電流成分により共
振回路の端子間に発生する振動電圧は増幅され発
振が成長する。この発振は回路の飽和等による非
線形性である一定値にまで成長し定常発振を行
う。回路が発振状態の時に検出コイル４の近傍に
被検出体が近接するとその近接効果により発振回
路１の電力が消費される。すなわち、検出コイル
に並列に近接効果によるコンダクタンスが接続さ
れたことと等価になる。このため近接効果による
検出コイル４のコンダクタンスの増加による発振
回路の全コンダクタンス、すなわち、能動回路の
負性コンダクタンスと、並列共振回路の損失、及
び近接効果によるコンダクタンスとの和が正にな
る場合、損失が正になるので発振回路は減衰振動
を行い発振停止に至る。また、被検出体が離間す
れば近接効果によるコンダクタンスは消失するの
で発振回路１は全コンダクタンスが負となり再び
発振を開始する。
路について以下その動作を説明する。今、トラン
ジスタ６のベース点(A)の電位が上昇したとする
と、そのトランジスタ６のエミツタ電位も上昇し
エミツタ抵抗７を流れる電流は増加する。これに
伴いトランジスタ６のコレクタ電流はそのエミツ
タ電流と略等しい分増加しトランジスタ８，９よ
り成るカレントミラー回路を駆動する。すると、
トランジスタ９からはトランジスタ６のコレクタ
電流に相当する電流が出力されトランジスタ６の
ベース点(A)の電位を上昇させる。つまり、(A)点の
電位に対応した電流がトランジスタ９より流れ
る。従つて、第１バイアス回路１０のインピーダ
ンスが零であれば検出コイル４、コンデンサ５よ
り成る並列共振回路側から発振回路１のトランジ
スタ６のベースとトランジスタ９のコレクタとの
接続点側を見込んだアドミタンスは負性コンダク
タンス性となり、その負性コンダクタンス値はほ
ぼトランジスタ６のエミツタ抵抗７の抵抗値の逆
数に等しい。一方、トランジスタ１３はエミツタ
抵抗１４と共にエミツタホロワを構成している。
よつてトランジスタ１３のベース点(B)の電位の変
化はこの変化電圧をエミツタ抵抗１４の抵抗値で
除した値の電流としてトランジスタ１３のコレク
に出力される。したがつて、トランジスタ１３の
ベース点(B)を交流電圧源１５で駆動することによ
り、トランジスタ１３のコレクタからは第２バイ
アス回路１６による直流動作点電流と、交流電流
が出力される。トランジスタ１３のコレクタは上
記発振回路１においてカレントミラー回路を構成
するトランジスタ８のベースコレクタ接続点に接
続されるのでトランジスタ９のコレクタからトラ
ンジスタ１３のコレクタ電流と対応する電流が検
出コイル４とコンデンサ５より成る並列共振回路
に供給される。すなわち、上記並列共振回路には
前記(A)点電位に対応した電流に、上記(B)点電位に
対応した重畳電流が供給されることになり交流動
作的に回路を見れば検出コイル４とコンデンサ５
より成る並列共振回路に並列に負性コンダクタン
ス、及び交流電流源が接続されていることにな
る。ここで、並列共振回路は周知の如く損失を有
するため振幅電圧が発生しても必ず減衰する。し
かし、上記発振回路１は前記した如く並列共振回
路に並列に負性コンダクタンスが接続されるので
並列共振回路の損失、つまりコンダクタンス成分
により消費される電力が回路の負性コンダクタン
ス成分により供給される電力によつて賄われるた
め、実質的には損失が負の並列共振回路が構成さ
れ、交流電流供給回路３の交流電流成分により共
振回路の端子間に発生する振動電圧は増幅され発
振が成長する。この発振は回路の飽和等による非
線形性である一定値にまで成長し定常発振を行
う。回路が発振状態の時に検出コイル４の近傍に
被検出体が近接するとその近接効果により発振回
路１の電力が消費される。すなわち、検出コイル
に並列に近接効果によるコンダクタンスが接続さ
れたことと等価になる。このため近接効果による
検出コイル４のコンダクタンスの増加による発振
回路の全コンダクタンス、すなわち、能動回路の
負性コンダクタンスと、並列共振回路の損失、及
び近接効果によるコンダクタンスとの和が正にな
る場合、損失が正になるので発振回路は減衰振動
を行い発振停止に至る。また、被検出体が離間す
れば近接効果によるコンダクタンスは消失するの
で発振回路１は全コンダクタンスが負となり再び
発振を開始する。
上記、発振回路１の発振振幅は比較回路２に予
め設定されているレベル比較設定値（第３図の
Vref）と比較される。ここでレベル比較設定値
は発振振幅が回路の飽和等による影響を受けない
範囲で選ばれるが、通常はS/Nなどから約1V程
度に設定される。従つて振幅が比較レベルに達し
ない場合は被検出体の近接がある状態として例え
ば、ハイ（以下“Ｈ”と記す）レベルの出力信号
を出し、振幅が上記比較レベルを越えれば被検出
体は近接していないと判断し例えば、ロウ（以下
“Ｌ”と記す）レベルの信号を出力する。ここで、
本発明になる近接スイツチ回路の被検出体に対す
る応答性を第２図の交流等価回路を用いて説明す
る。
め設定されているレベル比較設定値（第３図の
Vref）と比較される。ここでレベル比較設定値
は発振振幅が回路の飽和等による影響を受けない
範囲で選ばれるが、通常はS/Nなどから約1V程
度に設定される。従つて振幅が比較レベルに達し
ない場合は被検出体の近接がある状態として例え
ば、ハイ（以下“Ｈ”と記す）レベルの出力信号
を出し、振幅が上記比較レベルを越えれば被検出
体は近接していないと判断し例えば、ロウ（以下
“Ｌ”と記す）レベルの信号を出力する。ここで、
本発明になる近接スイツチ回路の被検出体に対す
る応答性を第２図の交流等価回路を用いて説明す
る。
第２図において、Ｌは検出コイル４のインダク
タンス、Ｃはコンデンサ５の容量、GTは検出コ
イル４、およびコンデンサ５よりなるLC並列共
振回路の損失、―GOは能動回路の負性コンダク
タンス、GHは被検出体の近接により生ずるコン
ダクタンス、ISは交流電流供給回路３の交流電流
源、INは雑音電流源である。
タンス、Ｃはコンデンサ５の容量、GTは検出コ
イル４、およびコンデンサ５よりなるLC並列共
振回路の損失、―GOは能動回路の負性コンダク
タンス、GHは被検出体の近接により生ずるコン
ダクタンス、ISは交流電流供給回路３の交流電流
源、INは雑音電流源である。
今、近接状態にあつた被検出体が瞬間的に離間
した状態を考える。この時をｔ＝０とすると時間
ｔ後の振動振幅Ｖは雑音電流源N、および交流
電流源Sの発振回路帯域幅内の成分の振幅をN
Ｏ、およびSO、周波数をωN、及びωSとそれぞれ
おけば(1)式で示される。
した状態を考える。この時をｔ＝０とすると時間
ｔ後の振動振幅Ｖは雑音電流源N、および交流
電流源Sの発振回路帯域幅内の成分の振幅をN
Ｏ、およびSO、周波数をωN、及びωSとそれぞれ
おけば(1)式で示される。
ここでΨN、ΨS、は定位相項でありωOは発振
周波数で、おおよそ１／√に等しい。(1)式の
第１項は雑音電流源Nによる起電力、第２項は
交流電流源Sによる起電力、第３項は成長振動
成分である。この振動振幅が振幅の比較レベル
（第３図のVref）に達するのに要する時間、すな
わち、被検出体離間後、振幅比較回路２の出力が
反転するまでの遅れ時間ＴはVref≫NO／GO―
GT、SO／GO―GTとすると、(1)式より で求められる。
周波数で、おおよそ１／√に等しい。(1)式の
第１項は雑音電流源Nによる起電力、第２項は
交流電流源Sによる起電力、第３項は成長振動
成分である。この振動振幅が振幅の比較レベル
（第３図のVref）に達するのに要する時間、すな
わち、被検出体離間後、振幅比較回路２の出力が
反転するまでの遅れ時間ＴはVref≫NO／GO―
GT、SO／GO―GTとすると、(1)式より で求められる。
さて、ここで従来の一般的な近接スイツチの交
流等価回路は第２図に図示した本発明の一実施例
の交流等価回路から交流電流源を取り除いたもの
となる。そこで、従来の近接スイツチ回路（図示
していない）と本発明の一実施例の回路とを比較
すると、従来回路では(2)式中の交流電流源の成分
SO 2がないため時間遅れT1は(3)式で示される。
流等価回路は第２図に図示した本発明の一実施例
の交流等価回路から交流電流源を取り除いたもの
となる。そこで、従来の近接スイツチ回路（図示
していない）と本発明の一実施例の回路とを比較
すると、従来回路では(2)式中の交流電流源の成分
SO 2がないため時間遅れT1は(3)式で示される。
T1＝2c／GO−GTlnVref／NO／（GO−GT） ……(3)
NOは電流雑音によるもので、NO／（GO−
GT）は通常10-6〜10-9V程度であり(3)式のVrefを
1VとすればT1はLc並列共振回路の振幅成長の時
定数2c／（GO−GT）の15ないし20倍の時間とな
る。次に本発明ではSO≫NOとなるように電流
源Sの交流振幅を設定したのでその遅れ時間T2
は T2＝2c／GO−GTlnVref／SO／（GO−GT） …(4) で表わされる、例えばISO／（GO−GT）を10mV
になるように電流源Sの交流電流成分を設定す
れば対数部の値は4.6となり遅れ時間T2は発振回
路の振幅成長の時定数2c／（GO−GT）の4.6倍と
なり遅れ時間T2は従来回路の遅れT1に比べ略1/3
ないし1/4に短縮されたことになる。
GT）は通常10-6〜10-9V程度であり(3)式のVrefを
1VとすればT1はLc並列共振回路の振幅成長の時
定数2c／（GO−GT）の15ないし20倍の時間とな
る。次に本発明ではSO≫NOとなるように電流
源Sの交流振幅を設定したのでその遅れ時間T2
は T2＝2c／GO−GTlnVref／SO／（GO−GT） …(4) で表わされる、例えばISO／（GO−GT）を10mV
になるように電流源Sの交流電流成分を設定す
れば対数部の値は4.6となり遅れ時間T2は発振回
路の振幅成長の時定数2c／（GO−GT）の4.6倍と
なり遅れ時間T2は従来回路の遅れT1に比べ略1/3
ないし1/4に短縮されたことになる。
さらに従来回路では発振開始の振幅は電流雑音
Nの振幅で決まりその電流雑音はランダムな雑
音で波高はガウス分布的特性を有するので(3)式の
対数部はある値を中心として分布をする、つま
り、遅れ時間T2は一定値ではなく、ゆらぎを持
つので、確率的には発振回路の振幅成長の時定数
の30倍ないし40倍という大きな時間遅れとなる場
合も存在する。従つて、従来回路で回転数検出を
行う場合には、この遅れ時間の幅を見込んで最高
使用可能な検出回転数を決めることが必要とな
る。これに対し本発明の場合には交流電流源の振
幅SOは交流電圧源１５やエミツタ抵抗１４で決
められるため常に一定値とすることが可能であり
遅れ時間も一定でゆらぎは全く生じない。
Nの振幅で決まりその電流雑音はランダムな雑
音で波高はガウス分布的特性を有するので(3)式の
対数部はある値を中心として分布をする、つま
り、遅れ時間T2は一定値ではなく、ゆらぎを持
つので、確率的には発振回路の振幅成長の時定数
の30倍ないし40倍という大きな時間遅れとなる場
合も存在する。従つて、従来回路で回転数検出を
行う場合には、この遅れ時間の幅を見込んで最高
使用可能な検出回転数を決めることが必要とな
る。これに対し本発明の場合には交流電流源の振
幅SOは交流電圧源１５やエミツタ抵抗１４で決
められるため常に一定値とすることが可能であり
遅れ時間も一定でゆらぎは全く生じない。
ここで従来回路と本発明の発振波形の様子を第
３図に示す。図中、ｔは時間軸、ａは被検出体の
近接区間ｐあるいは離間区間Ｌを示しｂは従来方
式の近接スイツチ回路の発振波形、ｃは同じく従
来回路での出力波形、ｄ，ｅは本発明の発振波
形、及び出力波形を示す。同図より明らかな如く
従来の近接スイツチ回路に比し時間遅れはT1か
らT2へ大幅に改善されていることが判る。
３図に示す。図中、ｔは時間軸、ａは被検出体の
近接区間ｐあるいは離間区間Ｌを示しｂは従来方
式の近接スイツチ回路の発振波形、ｃは同じく従
来回路での出力波形、ｄ，ｅは本発明の発振波
形、及び出力波形を示す。同図より明らかな如く
従来の近接スイツチ回路に比し時間遅れはT1か
らT2へ大幅に改善されていることが判る。
以上の様に本発明によれば、並列共振回路の端
子電圧に対応した電流を発生する手段の出力電流
により駆動されるカレントミラー回路の駆動電流
に所定の周波数と振幅を有する交流成分を含む電
流を重畳させ、上記カレントミラー回路により合
成電流を上記並列共振回路に供給することによつ
て被検出体離間後の発振開始を雑音に依存されず
常に一定の振幅から発振させるようにしたもので
あるから被検出体離間後に出力が反転するまでの
時間遅れは大幅に短縮され、また遅れ時間も一定
でゆらぎがなくなり、高回転で回転する回転体の
回転検出を可能とし、更に回転角度位置検出に際
しては被検出体離間時の出力信号も有効に活用で
きるなど高速高安定動作の近接スイツチが得られ
る効果がある。
子電圧に対応した電流を発生する手段の出力電流
により駆動されるカレントミラー回路の駆動電流
に所定の周波数と振幅を有する交流成分を含む電
流を重畳させ、上記カレントミラー回路により合
成電流を上記並列共振回路に供給することによつ
て被検出体離間後の発振開始を雑音に依存されず
常に一定の振幅から発振させるようにしたもので
あるから被検出体離間後に出力が反転するまでの
時間遅れは大幅に短縮され、また遅れ時間も一定
でゆらぎがなくなり、高回転で回転する回転体の
回転検出を可能とし、更に回転角度位置検出に際
しては被検出体離間時の出力信号も有効に活用で
きるなど高速高安定動作の近接スイツチが得られ
る効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す近接スイツチ
の回路図、第２図はその交流等価回路、第３図は
従来回路例による場合と本発明との作用効果を説
明する波形図である。 １…発振回路、２…比較回路、３…重畳回路。
の回路図、第２図はその交流等価回路、第３図は
従来回路例による場合と本発明との作用効果を説
明する波形図である。 １…発振回路、２…比較回路、３…重畳回路。
Claims (1)
- １ 第１及び第２のトランジスタを有し、上記第
１のトランジスタの駆動電流によつて決定される
出力電流を上記第２のトランジスタから発生する
カレントミラー回路と、コイル及びコンデンサよ
りなる並列共振回路と、この並列共振回路の端子
電圧に応じて上記第１のトランジスタの駆動電流
を発生する電圧電流変換手段と、この電圧電流変
換手段と上記カレントミラー回路と並列共振回路
とよりなる発振回路の発振電圧を別途設けた比較
用電圧と比較する比較回路と、上記第１のトラン
ジスタを駆動する電圧電流変換手段の出力電流に
所定の振幅及び周波数の交流電流成分を重畳させ
る交流電流供給回路とを備えた近接スイツチ回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8462181A JPS57199332A (en) | 1981-06-02 | 1981-06-02 | Proximity switch circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8462181A JPS57199332A (en) | 1981-06-02 | 1981-06-02 | Proximity switch circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57199332A JPS57199332A (en) | 1982-12-07 |
| JPH0139247B2 true JPH0139247B2 (ja) | 1989-08-18 |
Family
ID=13835749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8462181A Granted JPS57199332A (en) | 1981-06-02 | 1981-06-02 | Proximity switch circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57199332A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6135620A (ja) * | 1984-07-27 | 1986-02-20 | Omron Tateisi Electronics Co | 近接スイツチ |
| JP2508623B2 (ja) * | 1985-02-28 | 1996-06-19 | オムロン株式会社 | 近接スイツチ |
| DE3519714A1 (de) * | 1985-06-01 | 1986-12-04 | Ifm Electronic Gmbh, 4300 Essen | Elektronisches, beruehrungslos arbeitendes schaltgeraet |
-
1981
- 1981-06-02 JP JP8462181A patent/JPS57199332A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57199332A (en) | 1982-12-07 |
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