JPH0139246B2 - - Google Patents
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- JPH0139246B2 JPH0139246B2 JP4280081A JP4280081A JPH0139246B2 JP H0139246 B2 JPH0139246 B2 JP H0139246B2 JP 4280081 A JP4280081 A JP 4280081A JP 4280081 A JP4280081 A JP 4280081A JP H0139246 B2 JPH0139246 B2 JP H0139246B2
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- Japan
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- circuit
- oscillation
- amplitude
- current
- parallel resonant
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/94—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the way in which the control signals are generated
- H03K17/945—Proximity switches
Landscapes
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、金属の近接の有無を検出する高周
波発振形の近接スイツチに関するものである。
波発振形の近接スイツチに関するものである。
回転体の回転数検出や回転角度位置の検出を回
転体に金属片を設け、回転体の回転に判い回転す
る金属片を高周波発振形の近接スイツチで検出し
て行う方法が知られている。
転体に金属片を設け、回転体の回転に判い回転す
る金属片を高周波発振形の近接スイツチで検出し
て行う方法が知られている。
一般に、高周波発振形の近接スイツチ回路は、
金属の非近接時の定常発振状態から、近接により
発振停止に至る減衰振動波形の振動振幅を、所定
の比較レベルと比較し、この比較レベルを上記振
動振幅が下回る時に出力を反転させることにより
金属の近接を検出する。逆に金属が近接状態から
離間する時は、発振開始から定常発振状態に至る
過渡的発振振幅を上記比較レベルと比較し、振幅
が比較レベルより大となる時に出力を反転させ、
金属の離間を検出する。従つて、実際の近接ある
いは離間の瞬間から出力が反転するまでには、発
振回路の発振振幅の減衰あるいは成長の時定数
と、初期条件に依存した時間遅れが生じた。
金属の非近接時の定常発振状態から、近接により
発振停止に至る減衰振動波形の振動振幅を、所定
の比較レベルと比較し、この比較レベルを上記振
動振幅が下回る時に出力を反転させることにより
金属の近接を検出する。逆に金属が近接状態から
離間する時は、発振開始から定常発振状態に至る
過渡的発振振幅を上記比較レベルと比較し、振幅
が比較レベルより大となる時に出力を反転させ、
金属の離間を検出する。従つて、実際の近接ある
いは離間の瞬間から出力が反転するまでには、発
振回路の発振振幅の減衰あるいは成長の時定数
と、初期条件に依存した時間遅れが生じた。
振幅の大小を判別するときの基準となる比較レ
ベルは、電子回路側から見て検出の容易さ、S/N
等から、定常発振振幅1/2程度に選ばれるため金
属の近接を検出するときは回路の減衰振動の時定
数にほぼ等しい時間遅れとなるが、この時定数は
近接スイツチの検出コイルに金属を十分近接させ
れば非常に小さく、例えば数μS程度にまで出来
るので、実用上は無視できる。
ベルは、電子回路側から見て検出の容易さ、S/N
等から、定常発振振幅1/2程度に選ばれるため金
属の近接を検出するときは回路の減衰振動の時定
数にほぼ等しい時間遅れとなるが、この時定数は
近接スイツチの検出コイルに金属を十分近接させ
れば非常に小さく、例えば数μS程度にまで出来
るので、実用上は無視できる。
しかし金属の離間時には、発振開始の振幅が外
来雑音や素子自体の発生する雑音のうちの発振回
路の帯域幅内周波数成分によりきまるため、発振
開始後比較レベルにまで振幅が達するのには発振
回路の振幅成長の時定数の10倍ないし30倍程度の
時間を要する。金属の非近接時の振幅成長の時定
数は金属が完全に離間した時に最小となるが、そ
の値は金属の検出感度を設定した時に決まる値
で、金属の近接時のように小さな値にすることは
できず、例えば数＋μS程度のものとなる。
来雑音や素子自体の発生する雑音のうちの発振回
路の帯域幅内周波数成分によりきまるため、発振
開始後比較レベルにまで振幅が達するのには発振
回路の振幅成長の時定数の10倍ないし30倍程度の
時間を要する。金属の非近接時の振幅成長の時定
数は金属が完全に離間した時に最小となるが、そ
の値は金属の検出感度を設定した時に決まる値
で、金属の近接時のように小さな値にすることは
できず、例えば数＋μS程度のものとなる。
従つて、金属が離間してから出力が反転するま
でには、数百μSから数msという非常に大きな時
間遅れが出る。さらに上述の発振開始電圧を決定
する雑音は統計量であり、その波高は広く分布す
るので、離間を検出する時の時間遅れも統計的性
質をもつ。すなわち、遅れの時間はその時々で異
る。
でには、数百μSから数msという非常に大きな時
間遅れが出る。さらに上述の発振開始電圧を決定
する雑音は統計量であり、その波高は広く分布す
るので、離間を検出する時の時間遅れも統計的性
質をもつ。すなわち、遅れの時間はその時々で異
る。
このように近接スイツチ回路には大きな時間遅
れ、そして時間遅れのゆらぎがあるため、回転体
の回転数検出に使用する場合、検出可能な回転数
は、時間遅れの最大のものによつて制限される。
また、回転体の角度位置の検出に使用する場合、
近接時の情報のみが有効で、離間時の出力反転の
信号は、上記時間遅れの分布のために、ゆらぎが
生ずるので、角度位置信号としての情報が得られ
ないという欠点があつた。
れ、そして時間遅れのゆらぎがあるため、回転体
の回転数検出に使用する場合、検出可能な回転数
は、時間遅れの最大のものによつて制限される。
また、回転体の角度位置の検出に使用する場合、
近接時の情報のみが有効で、離間時の出力反転の
信号は、上記時間遅れの分布のために、ゆらぎが
生ずるので、角度位置信号としての情報が得られ
ないという欠点があつた。
この発明は上記実状に鑑みて成されたもので、
あらかじめ所定周波数で所定の振幅の交流成分を
有する電流を発振回路に供給しておき、金属離間
後の発振開始をランダムな雑音に依存させずに、
上記電流の交流成分により発振回路に生じる起電
力で発振を開始させることにより、時間遅れを小
さくし、かつ、遅れ時間のゆらぎを排除すること
によつて、従来の近接スイツチ回路よりも、高回
転する回転体の検出を可能とし、回転体の角度位
置検出に対しては、離間時の出力信号も角度情報
として有意な信号となる近接スイツチ回路を提供
することを目的とする。
あらかじめ所定周波数で所定の振幅の交流成分を
有する電流を発振回路に供給しておき、金属離間
後の発振開始をランダムな雑音に依存させずに、
上記電流の交流成分により発振回路に生じる起電
力で発振を開始させることにより、時間遅れを小
さくし、かつ、遅れ時間のゆらぎを排除すること
によつて、従来の近接スイツチ回路よりも、高回
転する回転体の検出を可能とし、回転体の角度位
置検出に対しては、離間時の出力信号も角度情報
として有意な信号となる近接スイツチ回路を提供
することを目的とする。
以下この発明を第１図に示す一実施例によつて
説明する。
説明する。
図において、１は発振回路、２は所定の比較レ
ベルと上記発振回路１の発振振幅を比較しその大
小に応じた出力信号を発生する振幅比較回路、３
は上記発振回路１の並列共振回路に予め定められ
た所定周波数、所定振幅の交流成分をもつ電流を
供給する交流電流供給手段である。
ベルと上記発振回路１の発振振幅を比較しその大
小に応じた出力信号を発生する振幅比較回路、３
は上記発振回路１の並列共振回路に予め定められ
た所定周波数、所定振幅の交流成分をもつ電流を
供給する交流電流供給手段である。
上記発振回路１、及び交流電流供給手段３の構
成を説明すれば、４は検出コイル、５は該検出コ
イル４と共に並列共振回路を成すコンデンサ、６
はエミツタホロリ接続のトランジスタ、７はその
エミツタ抵抗、８，９はトランジスタ６のコレク
タ出力電流に相当する電流を出力するカレントミ
ラー接続の２つのトランジスタ、１０はトランジ
スタ６に一定の直流ベースバイアスを与える第１
のバイアス回路である。１５は所定の周波数で所
定の振幅を有する交流電圧源、１３は該交流電圧
源１５の交流電圧を交流電流としてコレクタより
出力するトランジスタ、１６は上記トランジスタ
１３に一定の直流ベースバイアスを与える第２の
バイアス回路、１４はトランジスタ１３のエミツ
タ抵抗、１２，１１はトランジスタ１３のコレク
タ出力電流に相当する電流を検出コイル４及びコ
ンデンサ５より成る並列共振回路に供給するため
のカレントミラー接続された２つのトランジスタ
である。
成を説明すれば、４は検出コイル、５は該検出コ
イル４と共に並列共振回路を成すコンデンサ、６
はエミツタホロリ接続のトランジスタ、７はその
エミツタ抵抗、８，９はトランジスタ６のコレク
タ出力電流に相当する電流を出力するカレントミ
ラー接続の２つのトランジスタ、１０はトランジ
スタ６に一定の直流ベースバイアスを与える第１
のバイアス回路である。１５は所定の周波数で所
定の振幅を有する交流電圧源、１３は該交流電圧
源１５の交流電圧を交流電流としてコレクタより
出力するトランジスタ、１６は上記トランジスタ
１３に一定の直流ベースバイアスを与える第２の
バイアス回路、１４はトランジスタ１３のエミツ
タ抵抗、１２，１１はトランジスタ１３のコレク
タ出力電流に相当する電流を検出コイル４及びコ
ンデンサ５より成る並列共振回路に供給するため
のカレントミラー接続された２つのトランジスタ
である。
次にこのように構成された回路の動作を説明す
る。トランジスタ６のベース点(A)の電位が上昇す
ると、そのエミツタ電位が上昇し、エミツタ抵抗
７を流れる電流、すなわちトランジスタ６のエミ
ツタ電流が増加する。これに伴いコレクタ電流は
エミツタ電流とほぼ等しい分増加しトランジスタ
８，９より成るカレントミラー回路を駆動するの
でトランジスタ９からはトランジスタ６のコレク
タ電流に相当する電流が出力される。トランジス
タ６のベースとトランジスタ９のコレクタは接続
されているため、トランジスタ６のベース点(A)の
電位を上昇させると、(A)点には該(A)点電位に対応
してトランジスタ９より電流が出力される。従つ
てバイアス回路１０のインピーダンスを零とすれ
ば、検出コイル４、コンデンサ５より成る並列共
振回路側から発振回路１のトランジスタ６のベー
スとトランジスタ９のコレクタとの接続点側を見
込んだアドミタンスは負性コンダクタンス性とな
り、その負性コンダクタンス値はほぼトランジス
タ６のエミツタ抵抗７の抵抗値の逆数に等しい。
一方、トランジスタ１３はエミツタ抵抗１４と共
にエミツタホロワを構成してあるため、トランジ
スタ１３のベース点(B)の電位の変化は、この変化
電圧をエミツタ抵抗１３の抵抗値で除した値の電
流としてトランジスタ１３のコレクタに出力され
る。したがつてトランジスタ１３のベース点(B)を
交流電圧源１５で駆動することにより、トランジ
スタ１３のコレクタからは、バイアス回路１６に
よる直流動作点電流と、交流電流が出力される。
この電流出力は、トランジスタ１１及び１２で構
成されるカレントミラー回路によつて、発振回路
１の検出コイル４とコンデンサ５より成る並列共
振回路に供給される。
る。トランジスタ６のベース点(A)の電位が上昇す
ると、そのエミツタ電位が上昇し、エミツタ抵抗
７を流れる電流、すなわちトランジスタ６のエミ
ツタ電流が増加する。これに伴いコレクタ電流は
エミツタ電流とほぼ等しい分増加しトランジスタ
８，９より成るカレントミラー回路を駆動するの
でトランジスタ９からはトランジスタ６のコレク
タ電流に相当する電流が出力される。トランジス
タ６のベースとトランジスタ９のコレクタは接続
されているため、トランジスタ６のベース点(A)の
電位を上昇させると、(A)点には該(A)点電位に対応
してトランジスタ９より電流が出力される。従つ
てバイアス回路１０のインピーダンスを零とすれ
ば、検出コイル４、コンデンサ５より成る並列共
振回路側から発振回路１のトランジスタ６のベー
スとトランジスタ９のコレクタとの接続点側を見
込んだアドミタンスは負性コンダクタンス性とな
り、その負性コンダクタンス値はほぼトランジス
タ６のエミツタ抵抗７の抵抗値の逆数に等しい。
一方、トランジスタ１３はエミツタ抵抗１４と共
にエミツタホロワを構成してあるため、トランジ
スタ１３のベース点(B)の電位の変化は、この変化
電圧をエミツタ抵抗１３の抵抗値で除した値の電
流としてトランジスタ１３のコレクタに出力され
る。したがつてトランジスタ１３のベース点(B)を
交流電圧源１５で駆動することにより、トランジ
スタ１３のコレクタからは、バイアス回路１６に
よる直流動作点電流と、交流電流が出力される。
この電流出力は、トランジスタ１１及び１２で構
成されるカレントミラー回路によつて、発振回路
１の検出コイル４とコンデンサ５より成る並列共
振回路に供給される。
以上のようにこの発明の一実施例に於ては、交
流的に回路を見れば、検出コイル４とコンデンサ
５より成る並列共振回路に並列に負性コンダクタ
ンス及び交流電流源が接続されていることにな
る。
流的に回路を見れば、検出コイル４とコンデンサ
５より成る並列共振回路に並列に負性コンダクタ
ンス及び交流電流源が接続されていることにな
る。
さて、LC並列共振回路は損失を有するため、
振動電圧が発生しても必ず減衰する。しかし、上
記発振回路１ではLC並列共振回路に並列に負性
コンダクタンスが接続されるので、LC並列共振
回路の損失つまりコンダクタンス成分により消費
される電力が、回路の負性コンダクタンス成分に
より供給される電力によつて賄われるため、実質
的には損失が負のLC並列共振回路が構成され、
交流電流供給手段３の交流電流成分により、端子
間に発生する振動電圧は増幅され発振が成長す
る。この発振は、回路の飽和等による非線形性で
ある一定値にまで成長し定常発振をする。
振動電圧が発生しても必ず減衰する。しかし、上
記発振回路１ではLC並列共振回路に並列に負性
コンダクタンスが接続されるので、LC並列共振
回路の損失つまりコンダクタンス成分により消費
される電力が、回路の負性コンダクタンス成分に
より供給される電力によつて賄われるため、実質
的には損失が負のLC並列共振回路が構成され、
交流電流供給手段３の交流電流成分により、端子
間に発生する振動電圧は増幅され発振が成長す
る。この発振は、回路の飽和等による非線形性で
ある一定値にまで成長し定常発振をする。
回路が発振状態の時に検出コイル４の近傍に金
属が接近すると、その近接効果により、発振回路
の電力が消費される。即ち、検出コイルに並列に
近接効果によるコンダクタンスが接続されたこと
と等価になる。このように、近接効果による検出
コイル４のコンダクタンスの増加により発振回路
の全コンダクタンス、即ち、能動回路の負性コン
ダクタンスと、LC並列共振回路の損失と、近接
効果によるコンダクタンスとの知が正になる場
合、損失が正となるので発振回路は減衰振動を
し、発振停止に至る。金属が離間すれば近接効果
によるコンダクタンスは消失するので、発振回路
１は全コンダクタンスが負となり再び発振を開始
する。
属が接近すると、その近接効果により、発振回路
の電力が消費される。即ち、検出コイルに並列に
近接効果によるコンダクタンスが接続されたこと
と等価になる。このように、近接効果による検出
コイル４のコンダクタンスの増加により発振回路
の全コンダクタンス、即ち、能動回路の負性コン
ダクタンスと、LC並列共振回路の損失と、近接
効果によるコンダクタンスとの知が正になる場
合、損失が正となるので発振回路は減衰振動を
し、発振停止に至る。金属が離間すれば近接効果
によるコンダクタンスは消失するので、発振回路
１は全コンダクタンスが負となり再び発振を開始
する。
上記発振回路１の発振振幅を振幅比較回路２は
所定の比較レベル（Vref）と比較する。ここで
振幅比較レベルは発振振幅が回路の飽和等による
影響を受けない範囲で選ばれるが、通常比較の容
易さ、S/Nの点などから1v程度に設定される。
従つて振幅が比較レベルに達しない場合は金属の
近接がある状態とし例えば“高レベル（Ｈ）”の
出力信号を出し、振幅が上記比較レベルを越えれ
ば金属は近接していないと判断し例えば“低レベ
ル（Ｌ）”の信号を出力する。
所定の比較レベル（Vref）と比較する。ここで
振幅比較レベルは発振振幅が回路の飽和等による
影響を受けない範囲で選ばれるが、通常比較の容
易さ、S/Nの点などから1v程度に設定される。
従つて振幅が比較レベルに達しない場合は金属の
近接がある状態とし例えば“高レベル（Ｈ）”の
出力信号を出し、振幅が上記比較レベルを越えれ
ば金属は近接していないと判断し例えば“低レベ
ル（Ｌ）”の信号を出力する。
以上のようにしてこの発明の一実施例では金属
の近接を検出することが、ここでこの回路の金属
検出に対する応答性を第２図に示す交流等価回路
を用いて説明する。
の近接を検出することが、ここでこの回路の金属
検出に対する応答性を第２図に示す交流等価回路
を用いて説明する。
第２図において、Ｌは検出コイル４のインダク
タンス、Ｃはコンデンサ５の容量、GTは検出コ
イル４およびコンデンサ５よりなるLC並列共振
回路の損失、−Gpは能動回路の負性コンダクタン
ス、Gnは金属の近接により生じるコンダクタン
ス、Isは電流供給手段３の交流電流成分、Ioは雑
音電流である。
タンス、Ｃはコンデンサ５の容量、GTは検出コ
イル４およびコンデンサ５よりなるLC並列共振
回路の損失、−Gpは能動回路の負性コンダクタン
ス、Gnは金属の近接により生じるコンダクタン
ス、Isは電流供給手段３の交流電流成分、Ioは雑
音電流である。
今、近接状態にあつた金属が、瞬間的に離間し
た状態を考える。この時をｔ＝ｏとすると、時間
ｔ後の振動振幅Ｖは、雑音電流源Io、および交流
電流源Is並列共振回路帯域幅内の成分の振幅を
Iop、およびIsp、周波数をωn及びωsとそれぞれお
けば、下式で示される。
た状態を考える。この時をｔ＝ｏとすると、時間
ｔ後の振動振幅Ｖは、雑音電流源Io、および交流
電流源Is並列共振回路帯域幅内の成分の振幅を
Iop、およびIsp、周波数をωn及びωsとそれぞれお
けば、下式で示される。
ここで、Ψn、Ψs、、は定位相項であり、
ωoは発振周波数でおおよそ１／√に等しい。
この式の第１項はノイズ電流源Ioによる起電力、
第２項は交流電流源Isによる起電力、第３項は成
長振動成分である。この振動振幅が、振幅の比較
レベル（これをVrefとする）に達するのに要す
る時間、即ち金属離間後、振幅比較回路２の出力
が反転するまでの遅れ時間Ｔは、Vref≫Ino／
（Go−Gt）、Iso／（Go−Gt）、とすると、(ア)式よ
り、 で求められる。
ωoは発振周波数でおおよそ１／√に等しい。
この式の第１項はノイズ電流源Ioによる起電力、
第２項は交流電流源Isによる起電力、第３項は成
長振動成分である。この振動振幅が、振幅の比較
レベル（これをVrefとする）に達するのに要す
る時間、即ち金属離間後、振幅比較回路２の出力
が反転するまでの遅れ時間Ｔは、Vref≫Ino／
（Go−Gt）、Iso／（Go−Gt）、とすると、(ア)式よ
り、 で求められる。
さて、ここで従来の一般的な近接スイツチでは
その交流等価回路図は第２図のこの発明の一実施
例の交流等価回路から交流電流源を取り除いたも
のとなる。そこで従来の回路とこの発明の一実施
例を比較すると、従来回路では、(イ)式中の交流電
流源の成分Isp 2がないため時間遅れ（T1）は(ウ)式
となる。
その交流等価回路図は第２図のこの発明の一実施
例の交流等価回路から交流電流源を取り除いたも
のとなる。そこで従来の回路とこの発明の一実施
例を比較すると、従来回路では、(イ)式中の交流電
流源の成分Isp 2がないため時間遅れ（T1）は(ウ)式
となる。
T1＝2C／Gp−Gt lnVref／Iop（Gp−Gt） ……(ウ)
Iopは電流ノイズによるもので、Iop／（Gp−Gt）
は通常10-6〜10-9V程度であり、(ウ)式のVrefを
1Vとすれば、T1は、LC並列共振回路の振幅成長
の時定数2C／（Gp−Gt）の15〜20倍の時間とな
る。
は通常10-6〜10-9V程度であり、(ウ)式のVrefを
1Vとすれば、T1は、LC並列共振回路の振幅成長
の時定数2C／（Gp−Gt）の15〜20倍の時間とな
る。
次にこの発明の一実施例では、Isp≫Iopとなる
ように交流源の振幅を設定することにより、遅れ
時間（これをT2とする）は、 T2＝2C／Gp−Gt lnVref／Isp／（Gp−Gt） ……(エ) で表わされる。たとえばIsp／（Gp−Gt）を10mv
になるように電流源Isの交流電流成分を設定すれ
ば、対数部の値は4.6となり、遅れ時間T2は発振
回路の振幅成長の時定数2C／（Gp−Gt）の4.6倍
であり、遅れ時間T2は従来回路の遅れT1に位べ
１／３〜1/4に短縮される。
ように交流源の振幅を設定することにより、遅れ
時間（これをT2とする）は、 T2＝2C／Gp−Gt lnVref／Isp／（Gp−Gt） ……(エ) で表わされる。たとえばIsp／（Gp−Gt）を10mv
になるように電流源Isの交流電流成分を設定すれ
ば、対数部の値は4.6となり、遅れ時間T2は発振
回路の振幅成長の時定数2C／（Gp−Gt）の4.6倍
であり、遅れ時間T2は従来回路の遅れT1に位べ
１／３〜1/4に短縮される。
さらに、従来回路では、発振回路の振幅は、電
流ノイズIoの振幅できまる。電流ノイズはランダ
ムなノイズでその波高はガウス分布的分布をする
ので、(ウ)式の対数部はある値を中心として分布を
する。つまり、T2の値は一定値ではなくゆらぎ
を持つので、確率的には発振回路の振幅成長の時
定数の30倍、40倍という大きな時間遅れとなる場
合も存在する。従つて、従来回路で回転数検出を
行う場合、この最大の遅れ時間を見込んで最高使
用可能な検出回転転数が決まつてしまう。
流ノイズIoの振幅できまる。電流ノイズはランダ
ムなノイズでその波高はガウス分布的分布をする
ので、(ウ)式の対数部はある値を中心として分布を
する。つまり、T2の値は一定値ではなくゆらぎ
を持つので、確率的には発振回路の振幅成長の時
定数の30倍、40倍という大きな時間遅れとなる場
合も存在する。従つて、従来回路で回転数検出を
行う場合、この最大の遅れ時間を見込んで最高使
用可能な検出回転転数が決まつてしまう。
これに対し、この発明の一実施例では、交流電
流源の振幅Ispは、交流電圧源１５やエミツタ抵
抗１４で決められるため常に一定値とすることが
可能である。したがつて遅れ時間も一定でゆらぎ
は全く生じない。
流源の振幅Ispは、交流電圧源１５やエミツタ抵
抗１４で決められるため常に一定値とすることが
可能である。したがつて遅れ時間も一定でゆらぎ
は全く生じない。
ここで従来回路とこの発明の一実施例の発振振
幅の変化の様子を第３図に示す。図中ａは金属の
近接あるいは離間を示し、ｂは従来回路の発振振
幅、ｃは従来回路での出力波形、ｄ，ｅはこの発
明の一実施例の発振振幅及び出力波形を示す。時
間遅れはT1からT2へ改善されていることが判る。
幅の変化の様子を第３図に示す。図中ａは金属の
近接あるいは離間を示し、ｂは従来回路の発振振
幅、ｃは従来回路での出力波形、ｄ，ｅはこの発
明の一実施例の発振振幅及び出力波形を示す。時
間遅れはT1からT2へ改善されていることが判る。
以上のように、この発明によれば、検出コイル
とコンデンサより成る並列共振回路に、少なくと
もこの並列共振回路の帯域幅内に設定された周波
数と、通常発振開始を支える雑音の振幅より充分
大きい値に設定された振幅をもつ交流成分を含む
電流を供給し、この電流の交流成分によつて発振
開始させることによつて、金属離間後の発始開始
を雑音に依存させず、常に一定の振幅から発振さ
せるようにしたので、金属離間後の出力反転まで
の時間遅れが大幅に改善され、またその遅れ時間
も常に一定になり、高回転で回転する回転体の回
転検出を行なうことができ、また回転体の角度位
置検出にあたつては、時間遅れが一定であること
から、金属離間時の信号も十分角度位置信号とし
て利用できる近接スイツチが得られるという効果
がある。
とコンデンサより成る並列共振回路に、少なくと
もこの並列共振回路の帯域幅内に設定された周波
数と、通常発振開始を支える雑音の振幅より充分
大きい値に設定された振幅をもつ交流成分を含む
電流を供給し、この電流の交流成分によつて発振
開始させることによつて、金属離間後の発始開始
を雑音に依存させず、常に一定の振幅から発振さ
せるようにしたので、金属離間後の出力反転まで
の時間遅れが大幅に改善され、またその遅れ時間
も常に一定になり、高回転で回転する回転体の回
転検出を行なうことができ、また回転体の角度位
置検出にあたつては、時間遅れが一定であること
から、金属離間時の信号も十分角度位置信号とし
て利用できる近接スイツチが得られるという効果
がある。
第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第
２図はその交流等価回路、第３図はこの発明の作
用効果説明用波形図である。 図中１は発振回路、２は振幅比較回路、３は発
振回路１の並列共振回路に所定周波数所定振幅の
交流電流を供給する手段である。
２図はその交流等価回路、第３図はこの発明の作
用効果説明用波形図である。 図中１は発振回路、２は振幅比較回路、３は発
振回路１の並列共振回路に所定周波数所定振幅の
交流電流を供給する手段である。
Claims (1)
- １ 検出コイルとコンデンサより成る並列共振回
路と、負性コンダクタンス特性を有し上記並列共
振回路の端子電圧に対応した電流を出力して上記
並列共振回路に供給する能動回路とから構成され
る発振回路、この発振回路の発振振幅の大小に応
じて出力信号を発生する振幅比較回路、及び上記
並列共振回路に、この並列共振回路の帯域幅内に
設定された周波数と、発振開始誘発の雑音の振幅
より充分大きい値に設定された振幅をもつ交流成
分を含む電流を供給しこの電流の交流成分によつ
て発振開始を誘発させて発振開始遅れを防止させ
る手段を備えて成る近接スイツチ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4280081A JPS57157636A (en) | 1981-03-23 | 1981-03-23 | Proximity switch circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4280081A JPS57157636A (en) | 1981-03-23 | 1981-03-23 | Proximity switch circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57157636A JPS57157636A (en) | 1982-09-29 |
| JPH0139246B2 true JPH0139246B2 (ja) | 1989-08-18 |
Family
ID=12646034
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4280081A Granted JPS57157636A (en) | 1981-03-23 | 1981-03-23 | Proximity switch circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57157636A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6135620A (ja) * | 1984-07-27 | 1986-02-20 | Omron Tateisi Electronics Co | 近接スイツチ |
| JPS6320914A (ja) * | 1986-07-15 | 1988-01-28 | Keyence Corp | 近接スイツチ |
| JPH0746984Y2 (ja) * | 1993-07-01 | 1995-10-25 | 富士電機株式会社 | 近接スイッチ |
-
1981
- 1981-03-23 JP JP4280081A patent/JPS57157636A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57157636A (en) | 1982-09-29 |
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