JPH0142180B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0142180B2 JPH0142180B2 JP8106779A JP8106779A JPH0142180B2 JP H0142180 B2 JPH0142180 B2 JP H0142180B2 JP 8106779 A JP8106779 A JP 8106779A JP 8106779 A JP8106779 A JP 8106779A JP H0142180 B2 JPH0142180 B2 JP H0142180B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- modulation
- output signal
- digital
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（発明の属する技術分野）
本発明はデイジタル周波数変調方式（MSKを
含む変調指数0.5の位相連続FSK方式）において、
送信信号に強い帯域制限を受ける場合にも、変復
調系の持つ本質的特性を利用して符号間干渉、雑
音等による識別誤り率の劣化を小さく抑える変復
調方式に関するものである。
含む変調指数0.5の位相連続FSK方式）において、
送信信号に強い帯域制限を受ける場合にも、変復
調系の持つ本質的特性を利用して符号間干渉、雑
音等による識別誤り率の劣化を小さく抑える変復
調方式に関するものである。
（従来技術の説明）
デイジタル周波数変調信号の復調法として、受
信信号と、この受信信号をある一定時間だけ遅延
させた信号とを正弦位相比較器により復調する方
式は、遅延検波方式として公知であり、回路構成
が簡単であることから広く用いられている。
信信号と、この受信信号をある一定時間だけ遅延
させた信号とを正弦位相比較器により復調する方
式は、遅延検波方式として公知であり、回路構成
が簡単であることから広く用いられている。
ところで各チヤンネル毎に搬送波を送出する
SCPC形式の無線通信では、周波数有効利用のた
めに占有帯域幅の狭小化と帯域外幅射の抑圧が絶
対的条件となつている。この条件を満足させるた
めには、送信側で基底帯域、もしくは搬送波帯で
の帯域制限を行う必要がある。このとき、受信側
で従来の正弦位相比較を行う遅延検波を用いる
と、位相遷移が不十分となり受信特性を大きく劣
化させる。
SCPC形式の無線通信では、周波数有効利用のた
めに占有帯域幅の狭小化と帯域外幅射の抑圧が絶
対的条件となつている。この条件を満足させるた
めには、送信側で基底帯域、もしくは搬送波帯で
の帯域制限を行う必要がある。このとき、受信側
で従来の正弦位相比較を行う遅延検波を用いる
と、位相遷移が不十分となり受信特性を大きく劣
化させる。
一方、熱雑音が存在する場合に復調特性を改善
するため、正弦位相比較と余弦位相比較との符号
拘束を利用する誤り訂正による方式が提案されて
いるが（特願昭51−116271、特願昭53−100882）、
この方式も強い帯域制限が行われるとその改善効
果が失われる。
するため、正弦位相比較と余弦位相比較との符号
拘束を利用する誤り訂正による方式が提案されて
いるが（特願昭51−116271、特願昭53−100882）、
この方式も強い帯域制限が行われるとその改善効
果が失われる。
（発明の目的）
本発明はこれらの欠点を除くもので、送信信号
に強い帯域制限が行われても、識別誤り率の劣化
の小さい変復調方式を提供することを目的とす
る。
に強い帯域制限が行われても、識別誤り率の劣化
の小さい変復調方式を提供することを目的とす
る。
（発明の特徴）
本発明は送信側においてはデータ符号１ビツト
の和分論理変換を施した後にその変換出力を基底
帯域制限フイルタを通して周波数変調を行い、か
つ受信側では一定の遅延時間のもとで余弦位相比
較により遅延検波を行い、復号化を行うことを特
徴とするもので、強い送信帯域制限及び受信帯域
制限により、通常の正弦位相比較による方式では
識別が不能とされるような大きな符号間干渉のも
とでも、正常な信号識別を可能にする変復調方式
である。
の和分論理変換を施した後にその変換出力を基底
帯域制限フイルタを通して周波数変調を行い、か
つ受信側では一定の遅延時間のもとで余弦位相比
較により遅延検波を行い、復号化を行うことを特
徴とするもので、強い送信帯域制限及び受信帯域
制限により、通常の正弦位相比較による方式では
識別が不能とされるような大きな符号間干渉のも
とでも、正常な信号識別を可能にする変復調方式
である。
（原理の説明）
本発明方式の動作原理を、簡単のため変調指数
0.5のデイジタル周波数変調信号としてMSK信号
を例にとつて説明する。
0.5のデイジタル周波数変調信号としてMSK信号
を例にとつて説明する。
一般に位相連続FSK方式、すなわちデイジタ
ル周波数変調方式では送信波ｓ（ｔ）は次のよう
に表わすことができる。
ル周波数変調方式では送信波ｓ（ｔ）は次のよう
に表わすことができる。
ｓ（ｔ）＝Acos｛2π fc ｔ＋φm（ｔ）｝
φn（ｔ）＝mπ／Ｔ∫t -∞∞
〓n
al・ｇ（ｔ−nT）dt
ただしal：データ符号列０、１に対応し−１、
＋１をとる変数 ｇ（ｔ）：変調器入力端子におかれた基底帯域フ
イルタのインパルスレスボンス ｍ：変調指数（＝２△fdT）、△fd：周波数偏
移、Ｔ：データ符号のくり返し周期 fc：中心周波数 φn（ｔ）：瞬時位相推移 Ａ ：信号の尖頭値 変調指数ｍ＝0.5のMSKの場合にはｇ（ｔ）は ｇ（ｔ）＝１（０≦ｔ≦Ｔ） ０（それ以外） となるから、変調波の位相は中心周波数fcの位相
に対し、Ｔ秒間に、データが１のときは直線的に
π／２だけ相対的に進み、データが０のときは直
線的にπ／２だけ相対的に遅れる関係にある。
＋１をとる変数 ｇ（ｔ）：変調器入力端子におかれた基底帯域フ
イルタのインパルスレスボンス ｍ：変調指数（＝２△fdT）、△fd：周波数偏
移、Ｔ：データ符号のくり返し周期 fc：中心周波数 φn（ｔ）：瞬時位相推移 Ａ ：信号の尖頭値 変調指数ｍ＝0.5のMSKの場合にはｇ（ｔ）は ｇ（ｔ）＝１（０≦ｔ≦Ｔ） ０（それ以外） となるから、変調波の位相は中心周波数fcの位相
に対し、Ｔ秒間に、データが１のときは直線的に
π／２だけ相対的に進み、データが０のときは直
線的にπ／２だけ相対的に遅れる関係にある。
受信装置で受信信号と、受信信号をτ秒だけ遅
延させた信号とを、余弦位相比較した出力ｖ（ｔ）
は、次式のように表わされる。
延させた信号とを、余弦位相比較した出力ｖ（ｔ）
は、次式のように表わされる。
ｖ（ｔ）＝cos｛φn（ｔ）−φn（ｔ−τ）｝
ここで、
2π fc τ＝2kπ（ｋ：正の整数）
を満足するものとする。
次に位相φn（ｔ）の変化について説明する。
第１図は位相連続FSK信号の相対位相の遷移
の様子を示し、横軸は時間、縦軸は相対位相であ
る。同図でｍ＝0.5としたものがMSKに相当す
る。位相変化の折れ曲り点、すなわち時刻Ｔ、
2T、3T、…において帯域制限による符号間干渉
が生じる。第１図において一点鎖線は厳しい帯域
制限を受けた場合の位相遷移を示す。次にこのよ
うな厳しい帯域制限条件下における遅延検波出力
のアイパターンを調べることにより、余弦位相比
較遅延検波器の有効性を示す。
の様子を示し、横軸は時間、縦軸は相対位相であ
る。同図でｍ＝0.5としたものがMSKに相当す
る。位相変化の折れ曲り点、すなわち時刻Ｔ、
2T、3T、…において帯域制限による符号間干渉
が生じる。第１図において一点鎖線は厳しい帯域
制限を受けた場合の位相遷移を示す。次にこのよ
うな厳しい帯域制限条件下における遅延検波出力
のアイパターンを調べることにより、余弦位相比
較遅延検波器の有効性を示す。
第２図は変調指数0.5のデイジタル周波数変調
信号に対する検波出力のアイパターンを示す。
信号に対する検波出力のアイパターンを示す。
本発明ではτ＝Ｔあるいは2Tとする。第２図
ａは従来から遅延検波として用いられている遅延
時間τ＝Ｔの正弦位相比較、同ｂは同じく余弦位
相比較、同ｃはτ＝2Tの余弦位相比較について、
各遅延検波出力のアイパターンを示す。それぞれ
送信ベースバンド帯域制限用ガウス型ローパスフ
イルタの規格化3dB帯域幅（BbT）の値を0.25、
受信帯域制限の規格化3dB帯域幅（BT）の値を
1.25とした場合である。強い帯域制限にもとづく
符号間干渉で、正弦位相比較のアイパターンは劣
化しているが、余弦位相比較のアイパターンは十
分開いていることが示される。
ａは従来から遅延検波として用いられている遅延
時間τ＝Ｔの正弦位相比較、同ｂは同じく余弦位
相比較、同ｃはτ＝2Tの余弦位相比較について、
各遅延検波出力のアイパターンを示す。それぞれ
送信ベースバンド帯域制限用ガウス型ローパスフ
イルタの規格化3dB帯域幅（BbT）の値を0.25、
受信帯域制限の規格化3dB帯域幅（BT）の値を
1.25とした場合である。強い帯域制限にもとづく
符号間干渉で、正弦位相比較のアイパターンは劣
化しているが、余弦位相比較のアイパターンは十
分開いていることが示される。
これから、正弦位相比較による遅延検波は強い
帯域制限による符号間干渉を受けやすいが、余弦
位相比較による遅延検波は帯域制限による符号間
干渉を受けにくいことがわかる。
帯域制限による符号間干渉を受けやすいが、余弦
位相比較による遅延検波は帯域制限による符号間
干渉を受けにくいことがわかる。
なお、第２図において（ｎ―１／２）Ｔ、（ｎ＋
１／２）Ｔ、（ｎ＋３／２）Ｔがデータの遷移点であり
、 本発明では第２図ｂ、すなわちτ＝Ｔの場合に
は、データの遷移点で最もアイパターンの開度が
大きくなるのでこの点で識別判定し、同図ｃすな
わちτ＝2Tの場合には、データの遷移点の中間
点（ｎ−１）Ｔ、nT、（ｎ＋１）Ｔ、…において
最もアイパターンの開度が大きくなるのでこの点
で識別判定する。この際、識別判定のための電位
差を第２図にE1，E2及びE3で示す。
、 本発明では第２図ｂ、すなわちτ＝Ｔの場合に
は、データの遷移点で最もアイパターンの開度が
大きくなるのでこの点で識別判定し、同図ｃすな
わちτ＝2Tの場合には、データの遷移点の中間
点（ｎ−１）Ｔ、nT、（ｎ＋１）Ｔ、…において
最もアイパターンの開度が大きくなるのでこの点
で識別判定する。この際、識別判定のための電位
差を第２図にE1，E2及びE3で示す。
ここで、識別時点における位相差φn（ｔ）−φn
（ｔ−τ）を調べる。まず、τ＝Ｔとしたとき、
第２図からｔ＝（ｎ＋１／２）Ｔ（ｎ：整数）で識別 するから、識別点における位相差は 同様に、τ＝2Tでは識別点ｔ＝nT（ｎ：整数）
における位相差は φn（ｔ）−φn（ｔ−Ｔ）｜t=oT ＝mπ／Ｔ〔∫nT (o-1)Tao．dt＋∫(n-1)T (o-2)Tao−1
dt〕 ＝mπ〔ao≠ao-1〕 ＝０（ao≠ao-1） ±（ao＝ao-1） となる。従つて、τ＝Ｔ及びτ＝2Tのそれぞれ
に対する余弦位相比較出力ｖ（ｔ）は 及び ｖ（ｔ）｜t=oT＝１（ao≠ao-1） −１（ao＝ao-1） となり、２値識別できる。
（ｔ−τ）を調べる。まず、τ＝Ｔとしたとき、
第２図からｔ＝（ｎ＋１／２）Ｔ（ｎ：整数）で識別 するから、識別点における位相差は 同様に、τ＝2Tでは識別点ｔ＝nT（ｎ：整数）
における位相差は φn（ｔ）−φn（ｔ−Ｔ）｜t=oT ＝mπ／Ｔ〔∫nT (o-1)Tao．dt＋∫(n-1)T (o-2)Tao−1
dt〕 ＝mπ〔ao≠ao-1〕 ＝０（ao≠ao-1） ±（ao＝ao-1） となる。従つて、τ＝Ｔ及びτ＝2Tのそれぞれ
に対する余弦位相比較出力ｖ（ｔ）は 及び ｖ（ｔ）｜t=oT＝１（ao≠ao-1） −１（ao＝ao-1） となり、２値識別できる。
ところで、余弦位相比較を行う遅延検波におい
て検波されたデータ符号列をdnとすれば、dnは
変調データ符号列bnとの間に dn＝bnbo-1 （はmod.2の加算を示す。） の関係が存在する。ただしbo-1はboを１ビツトだ
け遅延したものである。したがつて、検波された
データ符号列を送信データ符号列と一致させるた
めには、送信データ符号列にあらかじめ１ビツト
の和分論理変換を施したものを変調データ符号列
にして、デイジタル周波数変調信号として送信し
なければならない。このとき、送信データ符号列
をaoとするaoとboの間には bo＝aobo-1 の関係を有する。
て検波されたデータ符号列をdnとすれば、dnは
変調データ符号列bnとの間に dn＝bnbo-1 （はmod.2の加算を示す。） の関係が存在する。ただしbo-1はboを１ビツトだ
け遅延したものである。したがつて、検波された
データ符号列を送信データ符号列と一致させるた
めには、送信データ符号列にあらかじめ１ビツト
の和分論理変換を施したものを変調データ符号列
にして、デイジタル周波数変調信号として送信し
なければならない。このとき、送信データ符号列
をaoとするaoとboの間には bo＝aobo-1 の関係を有する。
（実施例による説明）
第３図及び第４図は本発明の実施例装置のブロ
ツク構成図である。まず第３図に示す送信装置に
ついて説明する。データ符号列発生器１の信号出
力は排他的論理和回路２の一方の入力端子に入力
され、その信号出力は二分され、一方は１ビツト
遅延回路３に入り、この回路により遅延された出
力信号は、排他的論理和回路２のもう一方の入力
端子に入力される。２及び３は１ビツトの和分論
理変換回路を構成している。二分された排他的論
理和回路２の信号出力のもう一方は、送信ベース
バンド帯域制限フイルタ４を介してFM変調器５
に入力される。搬送波発生器６の出力はFM変調
器５に与えられ、送信ベースバンド帯域制限フイ
ルタの出力信号によつて、変調指数0.5でFM変調
され、デイジタル周波数変調信号出力として送信
アンテナ７から送信される。
ツク構成図である。まず第３図に示す送信装置に
ついて説明する。データ符号列発生器１の信号出
力は排他的論理和回路２の一方の入力端子に入力
され、その信号出力は二分され、一方は１ビツト
遅延回路３に入り、この回路により遅延された出
力信号は、排他的論理和回路２のもう一方の入力
端子に入力される。２及び３は１ビツトの和分論
理変換回路を構成している。二分された排他的論
理和回路２の信号出力のもう一方は、送信ベース
バンド帯域制限フイルタ４を介してFM変調器５
に入力される。搬送波発生器６の出力はFM変調
器５に与えられ、送信ベースバンド帯域制限フイ
ルタの出力信号によつて、変調指数0.5でFM変調
され、デイジタル周波数変調信号出力として送信
アンテナ７から送信される。
次に、第４図に示す受信装置について説明す
る。受信アンテナ１５により受信された受信信号
は受信機１６に入り、その出力は余弦位相比較遅
延検波系に入る。すなわち、受信機１６の信号出
力は二分され、一方は遅延回路１７に入る。この
回路により遅延された受信機信号出力と受信機１
６の出力信号は乗算機１８に与えられて、余弦位
相比較され、その信号出力は、低域フイルタ１９
に入る。この低域フイルタ１９の出力、すなわち
余弦位相比較遅延検波出力は識別発生器２０に入
り、符号再生出力２１を得る。
る。受信アンテナ１５により受信された受信信号
は受信機１６に入り、その出力は余弦位相比較遅
延検波系に入る。すなわち、受信機１６の信号出
力は二分され、一方は遅延回路１７に入る。この
回路により遅延された受信機信号出力と受信機１
６の出力信号は乗算機１８に与えられて、余弦位
相比較され、その信号出力は、低域フイルタ１９
に入る。この低域フイルタ１９の出力、すなわち
余弦位相比較遅延検波出力は識別発生器２０に入
り、符号再生出力２１を得る。
ここで、遅延回路１７の遅延時間は変調指数及
びデータの繰り返し周期と前述の関係を有するも
のとし、識別発生器２０における識別タイミング
は遅延時間に対応して前述した時点に設定され
る。
びデータの繰り返し周期と前述の関係を有するも
のとし、識別発生器２０における識別タイミング
は遅延時間に対応して前述した時点に設定され
る。
このような装置による動作測定結果の一例につ
いて、従来例装置と比較して説明する。第５図
は、変調指数ｍ＝0.5のデイジタル周波数変調信
号に対して、上記実施例による余弦位相比較遅延
検波方式と、従来例装置の正弦位相比較遅延検波
方式との特性比較を示す。第５図ａは従来例の正
弦位相比較遅延検波方式によるもので、受信遅延
回路の遅延時間τは１ビツト分Ｔである。第２図
ｂ及びｃは上記実施例によるもので、受信遅延回
路１７の遅延時間τは、同図ｂについては１ビツ
ト分Ｔ、同図ｃについては２ビツト分2Tである。
いて、従来例装置と比較して説明する。第５図
は、変調指数ｍ＝0.5のデイジタル周波数変調信
号に対して、上記実施例による余弦位相比較遅延
検波方式と、従来例装置の正弦位相比較遅延検波
方式との特性比較を示す。第５図ａは従来例の正
弦位相比較遅延検波方式によるもので、受信遅延
回路の遅延時間τは１ビツト分Ｔである。第２図
ｂ及びｃは上記実施例によるもので、受信遅延回
路１７の遅延時間τは、同図ｂについては１ビツ
ト分Ｔ、同図ｃについては２ビツト分2Tである。
第５図の横軸は装置ベースバンド帯域制限の規
格化3dB帯域幅（BbT）の逆数を示す。縦軸は誤
り率10-3を得るために必要な１ビツト当りの信号
エネルギ対雑音密度Eb／Noの値を示している。
なお受信帯域制限の規格化3dB帯域幅BT＝1.25
でありビツトレートは16kbpsである。
格化3dB帯域幅（BbT）の逆数を示す。縦軸は誤
り率10-3を得るために必要な１ビツト当りの信号
エネルギ対雑音密度Eb／Noの値を示している。
なお受信帯域制限の規格化3dB帯域幅BT＝1.25
でありビツトレートは16kbpsである。
この図が示すように、強い送信ベースバンド帯
域制限を行つた場合には、従来の正弦位相比較遅
延検波に比べて余弦位相比較遅延検波の特性が優
れていることは明確である。また送信ベースバン
ド帯域制限を行わない場合にもτ＝2Tとした余
弦位相比較遅延検波が、正弦位相比較遅延検波よ
りも優れていることがわかる。
域制限を行つた場合には、従来の正弦位相比較遅
延検波に比べて余弦位相比較遅延検波の特性が優
れていることは明確である。また送信ベースバン
ド帯域制限を行わない場合にもτ＝2Tとした余
弦位相比較遅延検波が、正弦位相比較遅延検波よ
りも優れていることがわかる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明による変調方式を
用いることにより、送信側で強い帯域制限を受け
る場合にも符号間干渉、または雑音による識別誤
り率の劣化を小さくし、良好な通信品質を確保す
ることができる。また受信側においても、より強
い帯域制限を許容することができるため、より高
い信号対雑音比で遅延検波の識別が可能となり、
通信品質が向上する優れた効果がある。
用いることにより、送信側で強い帯域制限を受け
る場合にも符号間干渉、または雑音による識別誤
り率の劣化を小さくし、良好な通信品質を確保す
ることができる。また受信側においても、より強
い帯域制限を許容することができるため、より高
い信号対雑音比で遅延検波の識別が可能となり、
通信品質が向上する優れた効果がある。
この方式は移動無線方式及び固定無線方式な
ど、限定された周波数帯域で通信を行う方式のほ
か、一般に広く応用することができる。
ど、限定された周波数帯域で通信を行う方式のほ
か、一般に広く応用することができる。
第１図はデイジタル周波数変調信号の位相遷移
特性例を示す図。第２図は強い帯域制限下の遅延
検波出力のアイパターンの例。第３図は本発明の
実施例送信装置のブロツク構成図。第４図は本発
明の実施例受信装置のブロツク構成図。第５図は
復調された信号の送信ベースバンド帯域制限の
（BT）-1対所要Eb／No特性の実施例を示す図。 １…データ符号列発生器、２…排他的論理和回
路、３…１ビツト遅延回路、４…送信ベースバン
ド帯域制限フイルタ、５…FM変調器、６…搬送
波発生器、７…送信アンテナ、１５…受信アンテ
ナ、１６…受信機、１７…遅延回路、１８…乗算
器、１９…ローパスフイルタ、２０…識別再生
器、２１…符号再生出力。
特性例を示す図。第２図は強い帯域制限下の遅延
検波出力のアイパターンの例。第３図は本発明の
実施例送信装置のブロツク構成図。第４図は本発
明の実施例受信装置のブロツク構成図。第５図は
復調された信号の送信ベースバンド帯域制限の
（BT）-1対所要Eb／No特性の実施例を示す図。 １…データ符号列発生器、２…排他的論理和回
路、３…１ビツト遅延回路、４…送信ベースバン
ド帯域制限フイルタ、５…FM変調器、６…搬送
波発生器、７…送信アンテナ、１５…受信アンテ
ナ、１６…受信機、１７…遅延回路、１８…乗算
器、１９…ローパスフイルタ、２０…識別再生
器、２１…符号再生出力。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信側で情報の繰り返し周期Ｔのデイジタル
情報信号に対して基底帯域制限を行つた後、周波
数変調を施して送信するデイジタル周波数変復調
方式において、 前記デイジタル情報信号に対して１ビツトの和
分論理変換を施す手段と、 この手段の出力信号を帯域制限して出力させる
基底帯域制限フイルタと、 このフイルタの出力信号を変調入力として変調
指数0.5で周波数変調を施す手段と、 を備え、 受信装置には、 上記送信装置からの出力信号を受信する手段
と、 この手段の出力信号とこの手段の出力信号を情
報の繰り返し周期Ｔだけ遅延させた信号とを余弦
位相比較する手段と、 この余弦位相比較する手段の出力信号の位相状
態の変化を、帯域制限の行われない場合の位相の
時間的変化の折れ曲がり点から、データの繰り返
し周期Ｔの半周期、Ｔ／２遅れた時点において、
識別判定する手段と、 を備えたデイジタル周波数変調信号の変復調方
式。 ２ デイジタル情報信号に対して１ビツトの和分
論理変換を施す手段は、入力デイジタル情報信号
とデイジタル変調信号を１ビツト遅延させた信号
との排他的論理和をとるように構成された特許請
求の範囲第１項に記載のデイジタル周波数変調信
号の変復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8106779A JPS564961A (en) | 1979-06-27 | 1979-06-27 | Modulation and demodulation system for digital frequency-modulated signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8106779A JPS564961A (en) | 1979-06-27 | 1979-06-27 | Modulation and demodulation system for digital frequency-modulated signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS564961A JPS564961A (en) | 1981-01-19 |
| JPH0142180B2 true JPH0142180B2 (ja) | 1989-09-11 |
Family
ID=13736040
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8106779A Granted JPS564961A (en) | 1979-06-27 | 1979-06-27 | Modulation and demodulation system for digital frequency-modulated signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS564961A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6325942B2 (ja) * | 2014-08-07 | 2018-05-16 | 株式会社東芝 | 無線通信装置および集積回路 |
| TWI691187B (zh) * | 2014-08-21 | 2020-04-11 | 日商新力股份有限公司 | 信號處理裝置及方法 |
-
1979
- 1979-06-27 JP JP8106779A patent/JPS564961A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS564961A (en) | 1981-01-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3424183B2 (ja) | 直接スペクトラム拡散用受信機 | |
| US4338579A (en) | Frequency shift offset quadrature modulation and demodulation | |
| US4615040A (en) | High speed data communications system | |
| US20030076898A1 (en) | Digital modulation system using extended code set | |
| JPH09505700A (ja) | 差動４周波数シフトキーイングを使用するデジタル通信装置 | |
| US4438524A (en) | Receiver for angle-modulated carrier signals | |
| AU2057399A (en) | Transmission method and radio system | |
| US10523416B2 (en) | Independent packet detection method using synchronization words with orthogonality and receiver therefor | |
| US4726038A (en) | Digital communication system | |
| US6002725A (en) | M-ary FSK receiver | |
| Hirade et al. | A study of modulation for digital mobile telephony | |
| JPS6013630B2 (ja) | デイジタル周波数変調通信方式 | |
| US7359452B2 (en) | Systems and methods for designing a high-precision narrowband digital filter for use in a communications system with high spectral efficiency | |
| JP2540929B2 (ja) | デ―タ伝送方法 | |
| JPH053180B2 (ja) | ||
| JP3633715B2 (ja) | デジタル無線伝送方式 | |
| US6496542B1 (en) | Digital communication system | |
| EP0215166A2 (en) | Digital communication system | |
| KR970000163B1 (ko) | 시분할 다원접속 단말기의 변/복조장치 | |
| JPH02200043A (ja) | 遅延検波復調回路 | |
| JPH08186606A (ja) | 受信装置 | |
| KR100219773B1 (ko) | 연속위상 주파수키잉 수신기의 최적 문턱값 설정방법 | |
| JPS60154754A (ja) | デイジタル信号の送受信装置 | |
| JPS59186452A (ja) | 位相連続ｆｓｋ信号の復調装置 | |
| JPH0193950A (ja) | ディジタルｆｍ検波復調方式 |