JPS6013630B2 - デイジタル周波数変調通信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はＭＳＫ（ＭｉｎｉｍｍｍＳｈｉｆｔＫｅ〆ｎ
ｇ）も含めた変調指数０．５の位相連続ＦＳＫ（Ｆｒｅ
ｑｕｅｍｙＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）通信方式に関する
。

ディジタル周波数変調信号の復調法として、受信信号と
その受信信号をある一定時間だけ遅延させた信号とを正
弦位相比較器により位相比較して復調する方式は遅延検
波方式として公知であり、回路構成の簡単さから広く用
いられている。ところでＳＣＰＣ形式、即ち１搬送波に
１チャネルを割当てる形式の無線通信においては周波数
有効利用の観点から占有帯城幅の狭小化と帯域外幅射の
抑圧が絶対的要求条件となっている。以上の要求条件を
満足させるためには、送信側で基底帯域、もしくは搬送
波帯での帯域制限を行う必要がある。しかしながら、送
信側でそのような強い帯域制限を加えた場合には受信側
において従釆の正弦位相比較を行う遅延検波を用いよう
とすると、位相遷移が不十分となり受信特性を大きく劣
化させる欠点があった。また持欄昭５１一１１６２７１
及び袴顔昭５３一１００被２に示されるように正弦位相
比較と余弦位相比較との符号拘束を利用した誤り訂正に
よる改善策があったが、これらの方法によっても前記強
い帯域制限条件のもとでは改善効果が失われる欠点があ
った。

この発明の目的は送信側や受信側で強い帯域制限を受け
、従釆の正弦＆相比による復調では識別不能となるよう
な大きな符号間干渉を発生する場合でも正しい信号論捌
を可能とするディジタル周波数変調通信方式を提供する
ことにある。

この発明によれば送信側においてはディジタル情報信号
に対し、和分論理変換を施し、その和分論理変換出力に
より搬送波を変調指数０．５で周波数変調して送信し、
受信側においては受信信号を遅延時間がそれぞれＴ及び
の（Ｔはディジタル情報信号の繰返し周期）の信号に分
岐し、これ等遅延信号と遅延前の信号とをそれぞれ余弦
位相比較遅延検波を行い、これ等検波出力をその位相に
同相にして合成し、その合成信号のアィアパーチャが最
大となる時点で講捉りして復号する。

次にこの発明の通信方式を詳細に説明する。その説明を
簡単にするため、変調指数０．５のディジタル周波数信
号、即ちＭＳＫ（ＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎ
ｇ）信号を例にする。一般に位相連続ＦＳＫ方式、即ち
ディジタル周波数変調方式では、送信波Ｓ（ｔ）は次の
ように表わせる。Ｓ（ｔ）＝私ｏｓ｛２ｍｆｃｔ＋のｍ
（ｔ）｝州（ｔ）＝学ハの ｚ ａｎ・ｇ（ｔ‐中）ｄ
ｔたゞし、ａｎ：データ符号列の各データ０、１にそれ
ぞれ対応し十１、一１をとる変数、ｇ（ｔ）：変調器入
力端子におかれた基底緒戦フイルタのイン／ぐルスレス
ポンス、ｍ：変調指数（＝２△ｆｄ・Ｔ）、△ｆｄ：周
波数偏移、Ｔ：データ符号のくり返し周期、 広：中心周波数、のｍ（ｔ）：瞬時位相勺Ａ：信号の尖
頭値。

変調指数ｍ＝０．５のＭＳＫ信号の場合には、ｇ（ｔ）
は、ｇ（ｔ）＝１（０≦ｔ≦Ｔ） のく０、ｔ＞Ｔ となるから、変調出力信号の位相は中心周波数ｆｃの位
相に対し、Ｔ秒間にデータが１のとき直線的にｍ／２相
対的に進み、データが０のときは直線的にｍ／２だけ相
対的に遅れる関係にある。

受信信号とその受信信号を７秒遅延させた信号とを余弦
位相比較した出力ｖ（ｔ）は次式のように表わされる。
ｖ（ｔ）＝ｃｏｓ｛のｍ（ｔ）−のｍ（ｔ一７）｝なお
通常の遅延検波においては正弦位相比較出力としてｖ（
ｔ）ニＳｉｎ｛のｍ（ｔ）−のｍ（ｔ一７）｝ィはデー
タ符号のくり返し周期Ｔに選ばれる。

次に位相のｍ（ｔ）の変化について説明する。第１図は
位相連続ＦＳＫ信号の相対位相の推移の様子を示し、機
軸は時間、縦軸は相対位相である。同図でｍ＝０．５と
したものがＭＳＫに相当する。位相変化の折れ曲り点、
即ち時刻Ｔ、幻、虹、・…・・……において帯城制限に
よる符号間干渉が生じる。第１図において一′点鎖線は
厳しい帯域制限を受けた場合の位相遷移を示す。このよ
うな厳しい帯域制限下では、袴磯昭弘一８１０６７号明
細書に示されたように糸弦位相比較を行う遅延検波によ
り良好な復調特性が得られる。いま帯城制限がない場合
において７＝２Ｔ及び↑＝Ｔとしたときの位相差のｍ（
ｔ）一のｍ（ｔ−丁）の値及びｖ（ｔ）＝ｃｏｓ〔のｍ
（ｔ）−のｍ（ｔ一↑）〕の値と送信データとの関係を
第５図に示す。

同図Ａは送信データ、Ｂは相対位相遷移、Ｃは位相差、
Ｄは朱弦位相比較遅延検波出力をそれぞれ示す。Ｔ，＝
Ｔ、７２ ＝２ｒ＝２７，である。この図が示すように
二つの余弦位相比較遅延検波出力のピークはＴ，／２ず
れた時刻に表われる。この発明では遅延時間をＴ及びの
とする二つの余弦位相比較遅延検波出力を情報信号に対
して同相にして加算合成する。

これは第５図が示す二つの検波出力のピークの位置を合
わせて加算合成することに相当する。即ち７＝Ｔの側の
検波出力を７，／２＝Ｔ／２だけ遅延させて加算合成す
る。第２図Ａ，Ｂ及びＣは変調指数０．５のディジタル
周波数変調信号に対して遅延時間７＝Ｔ（Ｔはデータ符
号列のくり返し周期）の正弦位相比較、余弦位相比較、
及び７ｉ２ｒの余弦位相比較の各遅延検波の検波出力の
アィパタンをそれぞれ示し送信ベースバンド帯城制限用
ガウス型ローパスフイルタの規格化父旧帯域幅（ＢＴ）
の値を０．２ふ受信帯城制限の規格イヒ幻Ｂ帯城幅を１
．２５とした場合である。

強い帯城制限にもとずく符号間干渉で正弦位相比較のア
ィパタンは第２図Ａに示すように劣化し、時刻舵Ｔでア
ィが可成り閉じる場合があり、その中心レベルにしきし
、値を設定しても信号がしきい値に対し何れの側である
か判定し簸い場合がある。余弦位相比較のアィパタンは
第２図Ｂ，Ｃに示すようにそれぞれ時刻（ｎ十季）Ｔ、
ｎＴにおいて十分開いていることが示される。このアイ
が開く時点のずれはＴ／２であり、この値‘ま第５欧洲
る７・／２＝砦＝。瓜一致する。

第２図Ｄは同図Ｂの信号をＴ／２だけ遅延させたものと
同図Ｃの信号とを合成したときのアイパタンを示したも
のである。

この合成によりアイの開きが大きくなり、アィアパーチ
ャが最大となる時刻ｎＴでしきし、値を適当に選定すれ
ば何れの状態でもその何れの側であるかを正確に判定で
きる。この発明において二つの余弦位相比較遅延検波出
力を加算合成しているが、これは雑音を含んだ信号を合
成する場合、雑音が互に相関を持たない程、合成信号の
ＳＮ比が増加することに着目したものであり、このよう
にして余弦位相比較を行う遅延検波を単独で用いた場合
よりも特性の改善を図ることができる。

ところで余弦＆相比較を行う遅延検波において検波され
たデータ符号列をｂｎとすれば、ｂｎは検波器入力での
データ符号列ａｎとの間に、ｂｎ＝ａｎ由ａｎ−，（由
はｍｏｄ２の加算を示す）の関係が存在する。

たゞし、ａｎ‐，はａｎを１ビットだけ遅延したもので
ある。従って検波されたデータ符号列を送信データ符号
列と一致させるためには送信データ符号列に予め１ビッ
ト和分論理変換を施し、その論理変換出力により変調指
数０．５で搬送波をＦＳＫしてディジタル周波数変調信
号として送信すればよい。即ち、この発明では送信側で
１ビット和分論理変換した後、ＦＳＫし、受信側で受信
信号を、遅延時間がＴ及び幻の二つの余弦位相比較遅延
検波し、その検波出力を同位相合成して復号化する。第
３図はこの発明の実施例である。まず送信側１ １につ
いて説明する。データ符号発生器１２の信号出力１３は
排他的論理和回路１４の一方の入力端子に入力され、そ
の信号出力１５は二分され、その一方は１ビット遅延回
路１６に入り、その遅延された出力信号１７は排他的論
理回路１４の一方の入力される。排他的論理和回路１４
及び１ビット遅延回路１６により１ビットの和分論理変
換回路が構成される。前記二分された信号１５のもう一
方は送信ベースバンド帯城制限フィル夕１８に入力され
る。搬送波発生器１９の出力２１はＦＭ変換器２２に入
力され、送信ベースバンド帯城制限フィル夕１８の出力
信号２３によってＦＭ変調され、そのディジタル周波数
変調信号出力２４は送信アンテナ２５から送信される。
つぎに受信側２６について説明する。

受信アンテナ２７により受信された受信信号２８は受信
機２９に入り、その出力３１は余弦位相比較遅延検波回
総３２及び３３に入る。受信機信号出力３１は四分され
、一つは２ビット遅延回路３４に、一つは１ビット遅延
回路３５に、一つは乗算器３６に、最後の一つは乗算器
３７にそれぞれ入る。２ビット遅延回路３４の信号出力
３８は乗算器３６の一方の入力端子に入力され、信号３
１と余弦位相比較される。

また１ビット遅延回路３５の信号出力３９は乗算器３７
の一方の入力端子に入力され、信号３１と余弦位相比較
される。乗算器３６の出力４１はローパスフイルタ４２
に入力される。また乗算器３７の出力４３は後述の信号
４８と同相にするため１／２ビット遅延回路４４に入力
され、その信号出力４５はローパスフイルタ４６に入力
され、ローパスフイルタ４６の信号出力、即ち１ビット
遅延余弦位相比較遅延検波出力４７は、ローパスフイル
タ４２の信号出力即ち２ビット遅延余弦位相比較遅延検
波出力４８とともに和算回路４９に入力され合成される
。和算回路４９の信号出力５１は識別再生器５２に入り
、しきし、値ら入上か以下かの判別より、符号再生出力
５３を得る。２ビット遅延回路３４、乗算器３６、ロー
パスフィルタ４２は余弦位相比較遅延検波回路３２を構
成し、１ビット遅延回路３５、乗算器３７、ロ−パスフ
ィルタ４６は余弦位相比較遅延検波回路３３を礎成して
いる。

次にこの発明による通信方式の実験結果の一例について
説明する。

第４図は送信ベースバンド帯域制限を行った変調指数０
．５のディジタル周波数変調信号に対して遅延時間丁＝
Ｔとした従来の正弦位相比比較遅延検波方式の誤り率特
性を曲線５４です：Ｔ及び７＝２Ｔとしたときの余弦位
相比較遅延検波方式の誤り率特性を曲線５５及び５６で
これ等２つの余弦位相比較遅延検波出力を情報信号に対
して同相にして利得１対１で合成したときの誤り率特性
を曲線５７でそれぞれ示す。同図の横軸は送信ベースバ
ンド帯域制限の規格イヒ幻Ｂ帯城幅（ＢＴ）の逆数を、
縦軸は誤り率１０‐３を得るのに必要な１ビット当りの
信号ェネルギ対雑音密度Ｅｂ／Ｎｏの値をそれぞれ示し
ている。なお受信帯城制限の規格化父旧帯城幅ＢＴ＝１
．２５でありビットレートは１舷ｂｐｓである。この図
が示すように強い送信ベースバンド帯城制限を行った場
合には第４図で右側程、従釆の正弦位相比較遅延検波に
比べて余弦位相比較遅延検波のＥｂ／Ｎｏが小さく、後
者の特性が優れていることは明らかであり、２つの余弦
位相比較遅延検波出力を合成することにより、袴曲ま曲
線５７となり、同一の帯域制限に対し、Ｅｂ／Ｎｏが小
さくて済み、余弦＆相比較遅延検波を単独で使用する場
合よりも特性が更に改善されている。以上説明したよう
にこの発明によるディジタル周波数変調通信方式によれ
ば、送信側で強い帯域制限を受ける場合にも符号間干渉
、雑音による識別誤り率の劣化が小さく、良好な通信品
質を確保することができる。

また受信側においても、より強い帯域制限を許容するこ
とができるため、より高い信号対雑音比で遅延検波の識
別が可能となり品質の向上がはかれる。この方式は移動
無線方式、固定無線方式など限定された周波数帯城で通
信を行う方式のほか、一般に広く適用、応用することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はディジタル周波数変調信号の位相遷移特性を示
す図、第２図は強い帯域制限下の遅延検波出力のアィパ
タンを示す図、第３図はこの発明によるディジタル周波
数変調通信方式の実施例を示すブロック図、第４図はデ
ィジタル周波数変調信号を復調したときの送信ベースバ
ンド帯城制限の（ＢＴ）‐１対所要Ｅｂ／Ｎｏ特性の実
験例を示す図、第５図は送信データと対応するディジタ
ル周波数変調信号の位相遷移、位相差及び余弦位相比較
遅延検波出力を示す図である。 １１：送信側、１２：データ符号列発生器、１４：排他
的論理和回路、１６，３５：１ビット遅延回路、１８：
送信ベースバンド帯城制限フィル夕、２２：ＦＭ変換器
、１９：搬送波発生器、２５：送信アンテナ、２６：受
信側、２７：受信アンテナ、２９：受信機、３２，３３
：余弦位相比較遅延検波回路、３４：２ビット遅延回路
、３６，３７：乗算器、４２，４６：ローパスフイルタ
、４４：１／２ビット遅延回路、４９：和算回略、５２
：識別再生器。 オー図 オ２図 ネ３図 氷４図 汁５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 送信側においてデイジタル情報信号に対し、１ビツ
   トの和分論理変換を施し、その和分論理変換出力により
   搬送波を変調指数０．５で周波数変調し、その周波数変
   調出力を送信し、受信側においてデイジタル情報信号の
   繰返し周期に遅延時間を設定したものと、その２倍に遅
   延時間を設定したものとの二つの余弦位相比較遅延検波
   器により上記受信信号をそれぞれ遅延検波し、これ等遅
   延検波出力を情報信号に対し同位相で加算合成し、この
   合成信号をそのアイアパーチヤが最大となる時点で識別
   することにより送信デイジタル情報信号を復調すること
   を特徴とするデイジタル周波数変調通信方式。