JPH0142523B2

JPH0142523B2 -

Info

Publication number: JPH0142523B2
Application number: JP56065923A
Authority: JP
Inventors: Takashi Nezu
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-04-30
Filing date: 1981-04-30
Publication date: 1989-09-13
Also published as: JPS57181208A

Description

【発明の詳細な説明】

この発明は高周波用発振回路に関するもので、
その安定した動作を得られるようにしたものであ
る。 LC発振回路としては様々な構成の回路が知ら
れているが、第１図に示すように、利得が１以上
の増幅器１１の出力を、同位相にて帰還回路１２
を通して該増幅器１１の入力に帰還せしめ発振動
作を得るという基本的な構成は、何れにおいても
同じである。この場合、発振周波数は、帰還ルー
プにて位相変化が生じなければ、LC共振周波数
と一致するが、従来の回路構成によると、とくに
高周波領域においては、帰還ループにて回路形式
に原因する位相変化や、回路素子に付随する寄生
容量等の寄生素子による位相変化が生じるため、
増幅器１１の入力側に帰還する位相に変化が生じ
てLC共振周波数からずれた発振周波数となる。即ち高周波においては、例えば第２図に示すよ
うに、帰還ループで帰還抵抗１５とトランジスタ
１６のベースコレクタ間の容量C₁とによるミラ
ー積分で生じる位相遅れが無視できない。同図ｂ
は等価回路である。この位相遅れが定数のばらつ
きとか温度による定数のドリフト等に対して変化
しなければ、発振回路として利得余裕のある限
り、発振周波数は安定であるが、現実的には高周
波における帰還ループの寄生容量等に起因する位
相遅れの程度を予想することは困難で、位相遅れ
を考慮した設計は不可能である。また、素子のば
らつきとか温度ドリフトにより、帰還ループの位
相遅れ量も変化するので、この場合は、発振周波
数の安定は得られない。このことは、回路を集積
回路化した場合も同様である。上記のように、従来の発振回路によると、高周
波では帰還ループにその程度が不可測な位相遅れ
が生じやすいので、このような弊害を避けられる
回路形式が望まれている。また発振振幅は、増幅
器の利得の特性や共振回路のＱ等によりある値に
一定となるが、インダクタンス自身のＱのばらつ
きや共振回路のダンピング素子のばらつき、増幅
器の動作点のばらつき等により、従来の回路では
発振振幅の値を正確に計算することは困難であ
り、しかもばらつきがあつた。この対策として、
共振回路と並列にダイオードリミツタを接続し
て、振幅をばらつきに依らず一定に抑えるように
した例があるが、増幅器としての利得が高く、増
幅器のバイアスの安定係数が大きい場合には矩形
波状の波形となり、またリミツタ特性が急峻な場
合にはスプリアスを生じる等の問題点がある。以
上述べたように、従来の回路において回路設計を
行う場合、回路を構成する定数に対して、発振周
波数条件、発振振幅条件による制約が複雑に関係
するため、実験的な検証も併用して定数を設定す
ることも多く、したがつて定めた定数のばらつき
があつた場合にも歪方向の定まらない不安定な回
路となることがある。このため集積化にも不適当
な回路が多い。この発明は上記の事情に鑑みてなされたもの
で、帰還ループにおける位相変化がなく、同相で
帰還が得られることによりLC共振周波数と等し
い周波数で発振し、発振振幅が一定でかつ発生ス
プリアスも微少で、安定しており、かつ集積回路
化に適する高周波用発振回路を提供することを目
的とする。以下この発明の一実施例を図面を参照して説明
する。第３図において、Q₁，Q₂は主増幅器を構
成するトランジスタであり、縦続接続されてい
る。また、コイルL₁、コンデンサC₁、抵抗R₂は
並列共振回路を構成している。この並列共振回路には、電源端子２１に加えら
れる主電源V_CCがダイオードD₁、抵抗R₁によつて
レベルシフトされた電圧V_Bが印加されている。
この電圧V_Bは、電解コンデンサC₀に充電され、
発振波形の基準直流レベルとなる。そしてこの電
圧V_B部分と前記トランジスタQ₂のコレクタ間に、
前記並列共振回路が接続されている。トランジスタQ₂のコレクタ出力は、エミツタ
フオロア構成のトランジスタQ₂のベースに入力
される。そして、トランジスタQ₅のエミツタ出
力がダイオードD₂，D₃を介してトランジスタQ₄
のベースに入力される。このトランジスタQ₄の
エミツタ出力は、抵抗R₃を介してトランジスタ
Q₁のエミツタに帰還される。ここで、トランジ
スタQ₂のコレクタ出力は、トランジスタQ₄のベ
ースに、出力時と同振幅レベルの信号として供給
されている。またトランジスタのベースとエミツ
タ間のダイオード順方向電圧をV_Fとすると、ト
ランジスタQ₄のベースにはV_B−3V_Fの直流バイ
アスが与えられている。このトランジスタQ₄は、
エミツタフオロアとして動作し、トランジスタ
Q₂のコレクタ出力と同振幅の信号を、低インピ
ーダンスでそのまま抵抗R₃を介してトランジス
タQ₁のエミツタ、即ち増幅器の入力端に帰還す
る。一方トランジスタQ₁のベースバイアス回路
は、トランジスタQ₄側じ同じで対称となるよう
に、トランジスタQ₃、ダイオードD₄，D₅、抵抗
R₅が用いられる。トランジスタQ₄側のベースバ
イアス回路は、トランジスタQ₅、ダイオードD₂，
D₃、抵抗R₄によつて構成されている。したがつ
て、トランジスタQ₁のベースに対しても、電圧
V_BがトランジスタQ₃、ダイオードD₄，D₅により
レベルシフトされて与えられている。トランジスタQ₂のベースバイアスは、トラン
ジスタQ₁，Q₂自身のダイナミツクレンジが適正
となるレベルに選ばれ、抵抗R₆，R₇，R₈及びダ
イオードQ₇のバイアス回路によつてベースバイ
アスが定まるトランジスタQ₆のベースレベルか
らV_Fだけ低いレベルである。そして、またトラ
ンジスタQ₆のベースバイアスは、エミツタフオ
ロアを構成するトランジスタQ₆の低インピーダ
ンス出力によつて与えられる。トランジスタQ₆，Q₁，Q₄のエミツタと接地間
にそれぞれ接続されたトランジスタQ₈，Q₉，Q₁₀
は、定電流回路を形成するもので、このトランジ
スタQ₈，Q₉，Q₁₀を流れる電流は、抵抗R₈と、各
抵抗R₉，R₁₀，R₁₁の各比によつて定まる。また
トランジスタQ₈，Q₉，Q₁₀のベースは共通にダイ
オードQ₇のアノード端に接続され安定したバイ
アスが与えられている。トランジスタQ₁₁のコレクタ及びエミツタはト
ランジスタQ₂のコレクタに接続されベースはト
ランジスタQ₄のコレクタに接続される。またト
ランジスタQ₁₂のコレクタ及びエミツタは、トラ
ンジスタQ₄のコレクタに接続されベースはトラ
ンジスタQ₂のコレクタに接続される。これによ
つて、トランジスタQ₁₁，Q₁₂は、そのベース・
エミツタ間のダイオード特性を利用した双方向ソ
フトリミツタを構成しており、並列共振回路と並
列に接続されることにより、発振振幅を2V_F≒
1.4V_P-Pに制限している。発振出力は、トランジ
スタQ₂のコレクタから導出することができる。
なおトランジスタQ₄，Q₁，Q₆のエミツタは、定
電流電源を構成するトランジスタQ₁₀，Q₉，Q₈の
コレクタに接続される場合、それぞれ抵抗R₁₂，
R₁₃，R₁₄を介して接続されている。ここで、トランジスタQ₅、ダイオードD₂，D₃
を流れる電源と、トランジスタQ₃、ダイオード
D₄，D₅を流れる電源とを等しくするために、抵
抗R₄の値と、抵抗R₅の値とは等しく設定される。
また、トランジスタQ₁とQ₄を流れる電流は互い
に等しくなるように、抵抗R₁₁とR₁₀、抵抗R₁₂と
R₁₃とは等しく設定される。発振回路としては、
トランジスタQ₂の出力と同振幅の信号を同相に
して、抵抗R₃を介して増幅器の入力端子に帰還
している。したがつて主増幅器の利得Ｇは、共振
回路のＬのＱが充分高い場合、発振周波数におい
て、最大でＧR₂／R₃で与えられる。ここで発
振条件を満たす様に、R₂＞R₃となるように選定
される。また、電圧V_Bは、抵抗R₁に流れる電流
をI₀とすると、 V_B＝V_CC−（V_F＋R₁I₀）＝V_CC−V_F−R₁I₀＜V_CC−V_F である。第３図において、主発振回路は、基本的にはカ
スケード接続形ベース接地増幅器（トランジスタ
Q₁，Q₂）及びタンク回路（コイルL₁、コンデン
サC₁、抵抗R₂）及びトランジスタQ₂のコレクタ
出力をトランジスタQ₁のエミツタ端へ帰還する
トランジスタQ₅，Q₄、抵抗R₃にて構成されてい
る。この回路を発振回路とみなしたとき、その発
振条件はトランジスタQ₁エミツタ端を基準端と
した上記の一巡伝送特性Ｔ（ω）＝R_T＋jX_T（ω）において、R_T（ω）＞１
及びX_T（ω）＝０を満足するωが存在することであり、そのω＝
ω₀が発振周波数となる。ここでタンク回路の並列共振回路のインピーダ
ンスＺ（ω）をＺ（ω）＝Ｒ（ω）＋jX（ω）とすると、十分Ｑの高
いコイルをコイルL₁として用いた場合、ω₀＝
１／√₁ ₁となる。即ちω＝ω₀において、タン
ク回路のインピーダンスは、抵抗性となり、Ｚ
（ω₀）＝R₂となる。従つて、ω＝ω₀のとき、トラ
ンジスタQ₁，Q₂はベース接地増幅器であるから、
トランジスタQ₁のエミツタ電流とトランジスタ
Q₂のコレクタ電流は同相であり、かつ前述の如
くタンク回路のインピーダンスはR₂のみとなる
ので、トランジスタQ₂のコレクタ端の電圧は、
トランジスタQ₁のエミツタ電流と同相である。トランジスタQ₂のコレクタ端からトランジス
タQ₄のエミツタ端までは、トランジスタQ₅，Q₄
が共にエミツタフオロア回路を構成しているの
で、同相にてトランジスタQ₂のコレクタ電圧が
伝達される。トランジスタQ₄のエミツタからは、
抵抗R₅を介してトランジスタQ₁のエミツタ（基
準端）へ戻るが、これも同相にて伝達される。以上のように、コイルL₁、コンデンサC₁によ
る並列共振周波数ω＝ω₀において、一巡ループ
の位相廻りは同相にて伝達されており、X_T（ω）
＝０となる。ここで、ベース接地増幅器を等価回路で示す
と、第７図に示す如くなる。点線枠内の１がベース接地増幅器、２は２段構
成のエミツタフオロア回路、Ａはエミツタフオロ
ア回路の電圧利得である。エミツタ基準端からの
一巡ループは、Ｔ（ω₀）＝Ｒ（ω₀）＝i₂R₂×Ａ×１／R₃×１／i₁ ＝α×Ａ×R₂／R₃ となる。ここでαは、ベース接地増幅器の電流利
得でα１、また、Ａ１であるから、上記式に
発振条件（Ｔ（ω₀）＞１）をあてはめると、 R₂／R₃＝１／α×Ａ≫１となる。即ち、R₂／R₃が１より十分大きければ、発振
回路は発振し、その周波数は ω＝ω₀（コイルL₁、コンデンサC₁の共振周波数）
となる。第３図の回路では、ベース接地形増幅器
を構成するトランジスタQ₁，Q₂の特性（α）、エ
ミツタフオロアを構成するトランジスタQ₅，Q₄、
のトランジスタ特性(A)に合わせて、抵抗R₂、R₃
の値を上記式を満足するように選ぶことにより、
前記共振周波数と等しい周波数にし、発振が行わ
れるようになるもである。上記したこの実施例の回路によると、帰還ルー
プは、トランジスタQ₂のコレクタから、トラン
ジスタQ₅→ダイオードD₂→D₃→トランジスタQ₄
→抵抗R₃→トランジスタQ₁のエミツタの同相の
帰還経路をとつているが、各素子から次段の素子
への信号伝送はいずれも低インピーダンス供給で
ある。まずトランジスタQ₅により、トランジスタQ₂
のコレクタ出力をエミツタフオロアで低インピー
ダンスにてダイオードD₂に供給している。ダイ
オードD₂，D₃からトランジスタQ₄へは、ダイオ
ードD₂，D₃の順方向抵抗と抵抗R₄の並列抵抗の
低インピーダンスで供給する構成とすることによ
り、ダイオードD₂，D₃の代わりに抵抗を用いて
この抵抗と抵抗R₄との抵抗分割形とした場合に
生ずる、信号レベルの減衰と温度ドリフトによる
トランジスタQ₄のベースの供給インピーダンス
の変化を避けている。トランジスタQ₄は、エミ
ツタフオロア回路構成であり、低インピーダンス
で抵抗R₃に信号を供給するとともに、この抵抗
R₃を介してトランジスタQ₁のエミツタに電流帰
還をしている。また、トランジスタQ₁，Q₄のエ
ミツタは、抵抗接地ではなく、電流源を介して接
地されているが、これは、トランジスタQ₁，Q₄
のエミツタと接地間のインピーダンスを無限大と
しており、帰還信号条件に対してこのエミツタ側
を無関係にする役割を奏する。よつて、出力信号
をそのまま抵抗R₃によつてトランジスタQ₁に帰
還するのと等価的に同じことを意味する。このよ
うな帰還ループを構成したことにより、高周波に
おいても、従来生じていた寄生容量と抵抗分によ
る帰還信号の位相遅れは生じなくなり、安定な発
振動作を得、しかも発振周波数は並列共振回路の
共振周波数と一致する。また、主増幅器を構成するトランジスタQ₁，
Q₂のベースバイアス供給にあつても、各々トラ
ンジスタQ₃，Q₄のエミツタフオロア回路構成に
より、低インピーダンスで与えて、トランジスタ
Q₁，Q₂のエミツタ電流に対して流れるベース電
流の供給インピーダンスも下げているので、帰還
電流にこのバイアス回路が影響をおよぼすことは
ない。そして、トランジスタQ₁，Q₄のベース直
流バイアスも、電圧V_Bを共通とする全く同様な
対称的なバイアス回路で与えるので、温度変化や
抵抗R₄，R₅の比のばらつきに対してもオフセツ
トが生じないように設定されている。さらにまた、振幅制限用のリミツタとしては、
通常のベースコレクタ短絡形のダイオードでは制
限特性が急峻で、高周波スプリアスを発生する
が、エミツタコレクタ短絡形のダイオード（トラ
ンジスタQ₁₁，Q₁₂）を用いて、制限特性をゆる
やかにすることによつて、発生スプリアスレベル
の軽減を行いながら、振幅を略1.4V_P-Pに抑えて
いる。従つて、本発振回路を、これを含むような
回路システムの１ブロツクとして用いる場合も、
発振振幅が一定で安定な発振動作をするので、発
振出力を伝送する次段の回路ブロツクとのレベル
設計も極めて容易に行うことができる。現在、集積回路内に作られる抵抗、コンデンサ
は、その絶対値にかなりの誤差ができるが、抵抗
同士の相対比は精度良く抑えられる。このような
点も考慮して、抵抗R₄（＝R₅）、抵抗R₁₀（＝R₁₁）、
抵抗R₉，R₈の比、抵抗R₈，R₈，R₆の比、抵抗R₃
とR₂の比を設定定数値に対して精度良く抑えて、
各トランジスタの動作点、電流源電流を一定にす
ることにより、また各トランジスタ及び集積回路
内ではベース・コレクタを短絡して作られるダイ
オード（第３図ではダイオードD₁〜D₅）のV_Fを
一定にすることにより、共振回路のＬ、Ｃ及び
V_B側に設けられる電解コンデンサC₀を外付けと
した、極めて安定に動作する集積化に好適な回路
構成となつている。また本発振回路によると、帰
還ループに位相変化がなく、LC共振周波数がそ
のまま発振周波数となるので、可変周波数発振器
の主発振器としても、周波数可変範囲を中心から
対称でかつ広くとることができ、極めて有効であ
る。即ち、本発振回路を主発振器として可変周波
数発振器を構成した場合、主発振器の発振周波数
がLC共振周波数と一致するので、周波数可変範
囲は、LC共振周波数を中心として対称にとるこ
とができる。一般に、可変周波数発振回路は、基
準（中心）発振周波数に対して可変周波数範囲が
プラス側、マイナス側対称になることが要求され
る。従つて、本発振回路によれば、可変周波数発振
回路の周波数可変範囲を、LC共振周波数を中心
にして対称の発振範囲を一致させることができる
ので、上記周波数可変範囲を広くとることができ
る。逆に、帰還ループに位相変化が生じてしまう場
合は、可変周波数発振回路としての発振可能範囲
は変化しないが、主発振器の基準発振周波数が
LC共振周波数と一致しないことから、前記プラ
ス側若しくはマイナス側の周波数可変範囲が狭く
なり、基準発振周波数に対し周波数可変範囲を対
称にしようとすると、全体の周波数可変範囲が狭
くなつてしまうことになる（発振範囲の全てを周
波数可変範囲として使用できない）。上記のように本発振回路は動作が安定している
ことから、これを電圧制御発振器として用い、た
とえば音声信号を周波数変調する場合にも、良好
な周波数変調を得ることができる。第４図は、ビ
デオテープレコーダの出力を周波数変換して、テ
レビジヨン受像機のアンテナ端子に加え、これを
特定の空チヤンネルで選択されるようにする場合
に用いられるシステムである。映像信号は、映像
信号AM変調器２２で振幅変調される。キヤリア
としては映像搬送波発振器２３の出力が用いられ
る。また、音声信号は、音声FM変調器２４で周
波数変調され、このFM信号は、前記映像搬送波
発振器２３の出力とともに平衡変調器２５で周波
数変換される。第５図は本発振回路を音声FM変調器に適用し
た例である。この例では、発振回路を4.5MHzの
中心周波数を発振する電圧制御発振器として用い
ている。発振出力は、トランジスタQ₅のエミツ
タからとりだして平衡変調器２５を構成するトラ
ンジスタQ₁₁のベースに入力している。この場
合、発振出力は、抵抗R₂₁，R₂₂により分圧され
て入力する。平衡変調器２５は、トランジスタ
Q₁₁〜Q₁₆、抵抗R₂₁〜R₂₈等によつて構成される
差動増幅器を用いたダブルバランス形式のもので
ある。出力は、トランジスタQ₁₄，Q₁₆の共通コ
レクタから導出されるもので、映像搬送入力は、
入力端子２５₁，２５₂間に加えられる。トランジスタQ₁₂のベース電圧は、トランジス
タQ₃のエミツタ電圧が抵抗R₂₇，R₂₈によつて分
圧して与えられ安定している。なお、コンデンサ
C₃，C₄、可変抵抗R₂₃による低域フイルタは発振
出力のスプリアスを除去するためのものである。
これによつて、発振回路の出力は、映像搬送波と
ともに平衡変調されて、テレビジヨン信号となり
出力される。発振回路の発振出力は、音声信号sinによつて
周波数変調される。つまり、トランジスタQ₅のエミツタから導出
される発振出力は、増幅器２６、位相器２７を直
列に介して合成器３１の一方の入力端子に加えら
れるとともに、インバータ２８、増幅器２９、位
相器３０を直列に介して合成器３１の他方の入力
端子に加えられる。一方合成器３１は、音声信号
がコンデンサ３２、増幅器３３を介して制御端子
に加えられるが、その音声入力レベルに応じてそ
の加算比が制御される。そして合成器３１の出力
は、トランジスタQ₂のエミツタに帰還される。
今、音声入力が零のときは、位相器２７，３０の
出力レベルは等しく、位相差はπ（180゜）である。
したがつて、合成器３１の出力は零である。このとき、発振回路の動作は抵抗性となり、
LC共振点で発振する。

【式】今、位相器２７，３０の出力端のベクトルを
、、増幅器２６，２９の入力端のベクトルを
、とすると、これらのベクトル関係は第６図
に示すようにあらわすことができる。ここで、合
成器３１の加算比が音声入力信号により制御され
ると、π/2のベクトル成分か、3π/2のベクトル成
分のいずれかが多くなり、、合成器３１の出力と
してあらわれる。このベクトル成分は、発振回路
の正帰還ループのベクトル成分と合成され、ベク
トルあるいはとなり、発振回路の正帰還位相
が±θだけずれることになる。これによつて発振
出力は、音声信号による周波数変調（中心周波数
4.5MHz）を受けることになる。このような場合
も、上記発振回路はその動作特性が安定であるこ
とが好ましく、良好な周波数変調を行うのに重要
である。上記したようにこの発明は、帰還ループにおけ
る位相変化がなく同相で帰還が得られることによ
り、安定した発振出力を得、かつ集積化に適した
高周波用発振回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は発振回路の説明図、第２図ａ，ｂは帰
還ループにおける位相変化の原因を説明するのに
示した説明図、第３図はこの発明の一実施例を示
す回路図、第４図は周波数変換装置の構成説明
図、第５図はこの発明の応用例を示す回路図、第
６図は第５図の回路の動作を説明するのに示した
ベクトル図、第７図はベース接地増幅器の等価回
路を示す図である。 Q₁〜Q₆，Q₈〜Q₁₀……トランジスタ、R₁〜R₁₄
……抵抗、L₁……コイル、C₁……コンデンサ、
D₁〜D₅……ダイオード。

Claims

【特許請求の範囲】１第１のトランジスタのエミツタに定電流源が
接続され、この第１のトランジスタのコレクタと
第２のトランジスタのエミツタとが接続されてな
る主増幅器と、第２のトランジスタのコレクタと基準直流電圧
部との間に接続されたインダクター、キヤパシ
タ、抵抗からなる並列共振回路と、この並列共振回路と並列に接続されるもので、
コレクタ、エミツタ間を短絡したトランジスタ方
式のダイオードによる双方向リミツタ回路と、第１、第２のトランジスタのベースにそれぞれ
低インピーダンスで直流バイアスを与える第１、
第２のバイアス回路と、第１のトランジスタのエミツタに接続された電
流帰還用の第１の抵抗及びこの第１の抵抗に帰還
信号を供給する第１のエミツタフオロア回路を有
し、第２のトランジスタのコレクタ出力を高入力
インピーダンス、低出力インピーダンスにて同相
で第１のトランジスタのエミツタに電流帰還する
帰還回路と、第１のエミツタフオロア回路を構成する第３の
トランジスタのベースに低インピーダンスで直流
バイアスを与える、第１のバイアス回路と対称的
な第３のバイアス回路とを具備したことを特徴と
する高周波用発振回路。２前記基準直流電圧部の基準電圧は、第１の電
源から第１のダイオード、第２の抵抗でレベルシ
フトされ、前記帰還回路は、前記第２のトランジ
スタのコレクタに接続される第２のエミツタフオ
ロア回路と、この第２のエミツタフオロア回路を
構成する第４のトランジスタのエミツタと前記第
１のエミツタフオロア回路を構成する前記第３の
トランジスタのベース間に接続される少なくとも
１個の第２のダイオードと、前記第１のエミツタ
フオロア回路を構成する第３のトランジスタのベ
ースと接地電位間に接続される第３の抵抗とを具
備したこを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の高周波発振回路。３前記第１のバイアス回路は、ベースが前記基
準直流電圧部に接続された第５のトランジスタ
と、この第５のトランジスタのエミツタと前記第
１のトランジスタのベース間に接続される少なく
とも１個の第３のダイオードと、前記第１のトラ
ンジスタのベースと接地電位間に接続された第４
の抵抗とを有した第３のエミツタフオロア回路に
より構成されたことを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の高周波用発振回路。