JPH0146233B2 - - Google Patents
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- JPH0146233B2 JPH0146233B2 JP55020389A JP2038980A JPH0146233B2 JP H0146233 B2 JPH0146233 B2 JP H0146233B2 JP 55020389 A JP55020389 A JP 55020389A JP 2038980 A JP2038980 A JP 2038980A JP H0146233 B2 JPH0146233 B2 JP H0146233B2
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- welding current
- welding
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- supply voltage
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は抵抗溶接機の溶接電流を電源電圧の変
動に拘わらず設定値に応じた値でオープンループ
で制御する方法に関する。
動に拘わらず設定値に応じた値でオープンループ
で制御する方法に関する。
抵抗溶接、特にスポツト溶接における溶接品質
は被溶接材に加わる単位時間内のジユール熱によ
つて大きく左右される。従つてこの溶接品質は溶
接電流の値に大きく左右されることになる。しか
しながらこの溶接電流は、電源電圧の変動に追従
して変動するものであり、これが溶接品質を不安
定にする大きな要因となつていた。
は被溶接材に加わる単位時間内のジユール熱によ
つて大きく左右される。従つてこの溶接品質は溶
接電流の値に大きく左右されることになる。しか
しながらこの溶接電流は、電源電圧の変動に追従
して変動するものであり、これが溶接品質を不安
定にする大きな要因となつていた。
抵抗溶接機の電源電圧の変動に基づく溶接電流
の変動という上述の不具合を解消しようとする溶
接電流補償装置は、従来より種々のものが提案さ
れている。第１図は従来の最も一般的な電源電圧
補償式溶接電流制御装置のブロツク図を表わして
いる。同図において、１０は抵抗溶接機の溶接電
源であり、この溶接電源１０から得られる電源電
圧ｖは、整流器１２において整流され脈流とな
る。この脈流は比較回路１４において基準電圧設
定器１６で設定される電圧と比較され、その比較
結果が移相パルス発生器１８のタイミング信号と
なる。移相パルス発生器１８には溶接電流指示回
路２０によつて指示された溶接電流設定値に応じ
た電圧が印加され、斯くしてこの移相パルス発生
器１８はその設定された溶接電流に対応する位相
を基準として前記タイミング信号に応じた量の移
相量を有する点弧パルスを発生する。この点弧パ
ルスは例えばサイリスタ等によつて構成されるス
イツチング回路２２に印加され、その結果溶接電
源１０から溶接変圧器２４に送り込まれる電流の
位相制御がオープンループで行われ、溶接電流が
一定値に制御される。
の変動という上述の不具合を解消しようとする溶
接電流補償装置は、従来より種々のものが提案さ
れている。第１図は従来の最も一般的な電源電圧
補償式溶接電流制御装置のブロツク図を表わして
いる。同図において、１０は抵抗溶接機の溶接電
源であり、この溶接電源１０から得られる電源電
圧ｖは、整流器１２において整流され脈流とな
る。この脈流は比較回路１４において基準電圧設
定器１６で設定される電圧と比較され、その比較
結果が移相パルス発生器１８のタイミング信号と
なる。移相パルス発生器１８には溶接電流指示回
路２０によつて指示された溶接電流設定値に応じ
た電圧が印加され、斯くしてこの移相パルス発生
器１８はその設定された溶接電流に対応する位相
を基準として前記タイミング信号に応じた量の移
相量を有する点弧パルスを発生する。この点弧パ
ルスは例えばサイリスタ等によつて構成されるス
イツチング回路２２に印加され、その結果溶接電
源１０から溶接変圧器２４に送り込まれる電流の
位相制御がオープンループで行われ、溶接電流が
一定値に制御される。
第２図は以上の動作を説明する図であり、実線
で示すように電源電圧ｖが正規の値である場合
は、この電圧ｖが比較回路１４において基準電圧
ａと比較されることから、タイミング信号はｂに
示す位相となり、この位相から溶接電流指示回路
２０によつて指示される値τ1だけ移行した位相ｃ
でスイツチ回路２２の点弧が行われ次の半サイク
ル目の溶接電流i1が流れる。電源電圧が破線に示
す如く降下して電圧v′となると、タイミング信号
はb′に移行し、点弧角はc′に移行する。即ち、点
弧の位相がΔτ0だけ進んで溶接電流がi′iとなり一
定値に補償されることになる。電源電圧が上昇方
向に変動した場合は、上述と逆の動作が行われ溶
接電流が一定となるように制御される。
で示すように電源電圧ｖが正規の値である場合
は、この電圧ｖが比較回路１４において基準電圧
ａと比較されることから、タイミング信号はｂに
示す位相となり、この位相から溶接電流指示回路
２０によつて指示される値τ1だけ移行した位相ｃ
でスイツチ回路２２の点弧が行われ次の半サイク
ル目の溶接電流i1が流れる。電源電圧が破線に示
す如く降下して電圧v′となると、タイミング信号
はb′に移行し、点弧角はc′に移行する。即ち、点
弧の位相がΔτ0だけ進んで溶接電流がi′iとなり一
定値に補償されることになる。電源電圧が上昇方
向に変動した場合は、上述と逆の動作が行われ溶
接電流が一定となるように制御される。
しかしながら、以上の如き従来の装置によると
溶接電流の設定値を変えた場合に次のような問題
が生じる。即ち、溶接電流指示回路２０を操作し
て例えば第２図のi2に示す如く溶接電流の設定値
を低くとつた場合、指示回路２０からの指示値は
τ2と溶接電流設定値に応じて変化するが、電源電
圧の変動に対するタイミング信号の移相量、換言
すれば点弧時期の補償移相量Δτ0は全く変化しな
い。このため、溶接電流に対する点弧時期の補償
率が一定とならず、溶接電流設定値を下げた時に
は、過補償となり、電流設定値を上げた場合は補
償不足を生ずる。
溶接電流の設定値を変えた場合に次のような問題
が生じる。即ち、溶接電流指示回路２０を操作し
て例えば第２図のi2に示す如く溶接電流の設定値
を低くとつた場合、指示回路２０からの指示値は
τ2と溶接電流設定値に応じて変化するが、電源電
圧の変動に対するタイミング信号の移相量、換言
すれば点弧時期の補償移相量Δτ0は全く変化しな
い。このため、溶接電流に対する点弧時期の補償
率が一定とならず、溶接電流設定値を下げた時に
は、過補償となり、電流設定値を上げた場合は補
償不足を生ずる。
また、従来の装置は、半サイクル手前の電源電
圧を検知して次の半サイクルの電流の位相制御を
行うという速い応答速度を有するものであるため
電源電圧の波形が歪を有しているような場合、こ
れに直ちに感応して補償率が変化してしまうとい
う問題点をも有している。
圧を検知して次の半サイクルの電流の位相制御を
行うという速い応答速度を有するものであるため
電源電圧の波形が歪を有しているような場合、こ
れに直ちに感応して補償率が変化してしまうとい
う問題点をも有している。
従つて本発明は従来技術の前述の問題点を解決
しようとするものであり、本発明の目的は、溶接
電流の設定値を変化させた場合及び電源電圧が波
形歪を有している場合にも電源電圧変動に対する
溶接電流の補償の補償率変化が少ない溶接電流制
御方法を提供することにある。
しようとするものであり、本発明の目的は、溶接
電流の設定値を変化させた場合及び電源電圧が波
形歪を有している場合にも電源電圧変動に対する
溶接電流の補償の補償率変化が少ない溶接電流制
御方法を提供することにある。
本発明によれば、交流溶接電源の出力の位相制
御により溶接電流をオープンループで調整する抵
抗溶接機の溶接電流制御方法において、前記溶接
電源の出力の平均電圧を検出し、該検出した平均
電圧と溶接電源の基準電圧との差電圧を得、該得
られた差電圧と溶接電流の設定値との乗算結果を
得、該乗算結果に比例するように前記スイツチン
グ回路の位相制御量を調整することを特徴とする
抵抗溶接機の溶接電流制御方法が提供される。
御により溶接電流をオープンループで調整する抵
抗溶接機の溶接電流制御方法において、前記溶接
電源の出力の平均電圧を検出し、該検出した平均
電圧と溶接電源の基準電圧との差電圧を得、該得
られた差電圧と溶接電流の設定値との乗算結果を
得、該乗算結果に比例するように前記スイツチン
グ回路の位相制御量を調整することを特徴とする
抵抗溶接機の溶接電流制御方法が提供される。
以下実施例を用いて本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例のブロツク図であ
り、同図における溶接電源１０、整流器１２、ス
イツチング回路２２、及び溶接変圧器２４の構成
及び動作は第１図の従来装置と同じである。整流
器１２から得られる電源電圧ｖの脈流は、比較差
動増幅積分器２６に印加され、基準電圧設定器２
８から印加される所定の基準電圧E0と共に平均
値的に比較演算される。ここで基準電圧E0は定
格電源電圧v0の平均値（実効値）V0に等しく設
定される。また、電源電圧ｖは、その変動分を
Δvとすると、ｖ＝v0＋Δvで表わされ、この電圧
ｖの平均値（実効値）は、Ｖ＝V0＋ΔVで表わさ
れる。比較差動増幅積分器２６は上述の電圧ｖ及
び基準電圧E0を入力して平均値化及び減算動作
を行い、2E0−Ｖに対応する値を有する出力電圧
を形成する。この出力電圧は乗算回路３０に送り
込まれ、溶接電流指示回路３２によつて指示され
る溶接電流設定値に応じた電圧Eiと乗算される。
これにより乗算回路３０の出力電圧はEi（2E0−
Ｖ）に対応する値を有することになる。乗算回路
３０のこの出力電圧は移相パルス発生器３４に印
加され、この出力電圧値に比例する位相を有する
点弧パルスが形成される。移相パルス発生器３４
は、例えば固定の時定数を有するCR回路と、こ
のCR回路に接続されるユニジヤンクシヨントラ
ンジスタとを備えており、乗算回路３０から印加
されるに比例してCR回路の充電開始コンデンサ
端子電圧と充電供給電圧とを適宜持ち上げること
により、より直線性を向上するように構成されて
おり、斯くして上述の如く、入力電圧に比例した
位相角を有する点弧パルスを発生することができ
る。
り、同図における溶接電源１０、整流器１２、ス
イツチング回路２２、及び溶接変圧器２４の構成
及び動作は第１図の従来装置と同じである。整流
器１２から得られる電源電圧ｖの脈流は、比較差
動増幅積分器２６に印加され、基準電圧設定器２
８から印加される所定の基準電圧E0と共に平均
値的に比較演算される。ここで基準電圧E0は定
格電源電圧v0の平均値（実効値）V0に等しく設
定される。また、電源電圧ｖは、その変動分を
Δvとすると、ｖ＝v0＋Δvで表わされ、この電圧
ｖの平均値（実効値）は、Ｖ＝V0＋ΔVで表わさ
れる。比較差動増幅積分器２６は上述の電圧ｖ及
び基準電圧E0を入力して平均値化及び減算動作
を行い、2E0−Ｖに対応する値を有する出力電圧
を形成する。この出力電圧は乗算回路３０に送り
込まれ、溶接電流指示回路３２によつて指示され
る溶接電流設定値に応じた電圧Eiと乗算される。
これにより乗算回路３０の出力電圧はEi（2E0−
Ｖ）に対応する値を有することになる。乗算回路
３０のこの出力電圧は移相パルス発生器３４に印
加され、この出力電圧値に比例する位相を有する
点弧パルスが形成される。移相パルス発生器３４
は、例えば固定の時定数を有するCR回路と、こ
のCR回路に接続されるユニジヤンクシヨントラ
ンジスタとを備えており、乗算回路３０から印加
されるに比例してCR回路の充電開始コンデンサ
端子電圧と充電供給電圧とを適宜持ち上げること
により、より直線性を向上するように構成されて
おり、斯くして上述の如く、入力電圧に比例した
位相角を有する点弧パルスを発生することができ
る。
移相パルス発生器３４から印加される点弧パル
スによつてスイツチング回路２２の例えばサイリ
スタ等の位相制御素子が点弧されることにより、
溶接電源１０から溶接変圧器２４に送り込まれる
電流の位相制御がオープンループで行われ、溶接
電流の位相制御が行われる。
スによつてスイツチング回路２２の例えばサイリ
スタ等の位相制御素子が点弧されることにより、
溶接電源１０から溶接変圧器２４に送り込まれる
電流の位相制御がオープンループで行われ、溶接
電流の位相制御が行われる。
上述の如く制御されると溶接電流が電源電圧の
変動にもかかわらず一定に維持されるわけである
が、以下その理由について説明する。
変動にもかかわらず一定に維持されるわけである
が、以下その理由について説明する。
点弧パルスの位相が乗算回路３０の出力電圧
Ei・（2E0−Ｖ）に比例し、この点弧パルスにより
平均電圧がＶの電源１０からの電流の開閉が行わ
れるため、このスイツチング回路２２は一種の掛
算要素として働き、その出力は、Ei・（2E0−
Ｖ）・Ｖと比例関係となる。従つて溶接電圧Ｉは、 Ｉ∝Ei・（2E0−Ｖ）・Ｖ＝Ei（2E0V−V2） となる。ここでＶ＝V0＋ΔVであるため Ｉ∝Ei｛2E0（V0＋ΔV）−（V0＋ΔV）2｝ ＝Ei（2E0V0＋2E0ΔV−V0 2 −2V0ΔV−ΔV2） となる。前述の如く、E0＝V0に選ばれるため、
上式は、 Ｉ∝Ei（E0 2−ΔV2）＝EiE0 2（１−ΔV2／E0 2） となる。ところで、電源電圧ｖの変動量ΔVは最
大で±10％程度であるから、 ΔV2／E0 2≪0.01 となり、最終的に Ｉ∝Ei・E0 2 となる。即ち、溶接電流Ｉは電源電圧の変動分の
項を含まないことになる。従つて、溶接電流は溶
接電流指示回路３２から与えられる電圧Eiに応じ
た一定値に制御されることになる。
Ei・（2E0−Ｖ）に比例し、この点弧パルスにより
平均電圧がＶの電源１０からの電流の開閉が行わ
れるため、このスイツチング回路２２は一種の掛
算要素として働き、その出力は、Ei・（2E0−
Ｖ）・Ｖと比例関係となる。従つて溶接電圧Ｉは、 Ｉ∝Ei・（2E0−Ｖ）・Ｖ＝Ei（2E0V−V2） となる。ここでＶ＝V0＋ΔVであるため Ｉ∝Ei｛2E0（V0＋ΔV）−（V0＋ΔV）2｝ ＝Ei（2E0V0＋2E0ΔV−V0 2 −2V0ΔV−ΔV2） となる。前述の如く、E0＝V0に選ばれるため、
上式は、 Ｉ∝Ei（E0 2−ΔV2）＝EiE0 2（１−ΔV2／E0 2） となる。ところで、電源電圧ｖの変動量ΔVは最
大で±10％程度であるから、 ΔV2／E0 2≪0.01 となり、最終的に Ｉ∝Ei・E0 2 となる。即ち、溶接電流Ｉは電源電圧の変動分の
項を含まないことになる。従つて、溶接電流は溶
接電流指示回路３２から与えられる電圧Eiに応じ
た一定値に制御されることになる。
また、上述の如く本実施例では電源電圧の値を
平均値Ｖとして処理しているため、電源電圧の波
形がくずれ、歪を持つた場合にも補償率の変化は
非常に少ない。
平均値Ｖとして処理しているため、電源電圧の波
形がくずれ、歪を持つた場合にも補償率の変化は
非常に少ない。
さらに本実施例では、電源電圧の変動に基づく
補償量（2E0−Ｖ）が溶接電流指示回路３２から
与えられる指示電圧Eiと乗算されその積に比例し
て最終的に移相量が制御されるため、溶接電流の
設定値を変化させた場合にも補償率が変化するこ
とはない。第４図及び第５図は、本実施例のこの
作用効果について説明するための図である。
補償量（2E0−Ｖ）が溶接電流指示回路３２から
与えられる指示電圧Eiと乗算されその積に比例し
て最終的に移相量が制御されるため、溶接電流の
設定値を変化させた場合にも補償率が変化するこ
とはない。第４図及び第５図は、本実施例のこの
作用効果について説明するための図である。
第４図に示す如く、電源電圧Ｖが変動すると、
乗算回路３０の出力電圧はこの変動に比例して変
化する。さらに溶接電流指示回路３２からの指示
電圧Ei即ち溶接電流の設定値が変化した場合にも
乗算回路３０の出力電圧はこの変化に比例して変
化するのである。換言すれば、溶接電流の設定値
が変化すると、直線の傾きがｄ，ｅに示す如く変
化するだけである。従つてスイツチング回路２２
の点弧角θは、このEiに比例して制御され、その
結果、電源電圧Ｖの変動に基づく溶接電流の補償
制御の補償率がEiの変化に伴つて変化することは
ない。
乗算回路３０の出力電圧はこの変動に比例して変
化する。さらに溶接電流指示回路３２からの指示
電圧Ei即ち溶接電流の設定値が変化した場合にも
乗算回路３０の出力電圧はこの変化に比例して変
化するのである。換言すれば、溶接電流の設定値
が変化すると、直線の傾きがｄ，ｅに示す如く変
化するだけである。従つてスイツチング回路２２
の点弧角θは、このEiに比例して制御され、その
結果、電源電圧Ｖの変動に基づく溶接電流の補償
制御の補償率がEiの変化に伴つて変化することは
ない。
すなわち第４図は、その左側に電源電圧Ｖと乗
算回路３０の出力電圧（又は移相パルス発生器３
４の入力電圧）であるEi・（2E0−Ｖ）との関係
を示しており、その右側に該移相パルス発生器３
４の入力電圧Ei・（2E0−Ｖ）とサイリスタ等の
スイツチング回路２２における位相制御の点弧角
θとの関係を示している。
算回路３０の出力電圧（又は移相パルス発生器３
４の入力電圧）であるEi・（2E0−Ｖ）との関係
を示しており、その右側に該移相パルス発生器３
４の入力電圧Ei・（2E0−Ｖ）とサイリスタ等の
スイツチング回路２２における位相制御の点弧角
θとの関係を示している。
ここで上記左側には、電源電圧が20％低下した
場合（すなわち80％の場合）と標準の電源電圧の
場合（すなわち100％の場合）において、上記電
源電圧Ｖと乗算回路３０の出力電圧Ei・（2E0−
Ｖ）との関係が、溶接電流指示回路３２からの指
示値が小さい場合ｅと大きい場合ｄとの２つのケ
ースについて示されている。
場合（すなわち80％の場合）と標準の電源電圧の
場合（すなわち100％の場合）において、上記電
源電圧Ｖと乗算回路３０の出力電圧Ei・（2E0−
Ｖ）との関係が、溶接電流指示回路３２からの指
示値が小さい場合ｅと大きい場合ｄとの２つのケ
ースについて示されている。
例えば溶接電流指示回路３２からの指示値が小
さい場合ｅについていえば、電源電圧Ｖが標準値
100％（例えば400V）の場合の乗算回路の出力電
圧Ei・（2E0−Ｖ）のポイントはとなり、該電
源電圧Ｖが80％（例えば320V）の場合の該Ei・
（2E0−Ｖ）のポイントはとなる。同様に該指
示回路３２からの指示値が大きい場合ｄについて
いえば、電源電圧Ｖが該標準値100％の場合の該
Ei・（2E0−Ｖ）のポイントはとなり、該電源
電圧Ｖが該80％の場合の該Ei・（2E0−Ｖ）のポ
イントはとなる このように乗算回路３０の出力電圧はEiと
（2E0−Ｖ）との乗算値であるので、該指示回路
３２からの指示値が小さい場合と大きい場合とで
は、同じように電源電圧が例えば20％低下しても
（すなわち80％となつても）、標準値100％のポイ
ント（すなわちポイントおよび）からの、該
乗算回路の出力電圧Ei・（2E0−Ｖ）の増加割合
（すなわちポイントおよびへの増加割合）は
異なることになる。すなわち上記第４図の左側
は、溶接電流の指示値が異なるときに、電源電圧
が同じように低下した場合、乗算回路３０の出力
電圧Ei・（2E0−Ｖ）の増加割合が異なることを
示している。
さい場合ｅについていえば、電源電圧Ｖが標準値
100％（例えば400V）の場合の乗算回路の出力電
圧Ei・（2E0−Ｖ）のポイントはとなり、該電
源電圧Ｖが80％（例えば320V）の場合の該Ei・
（2E0−Ｖ）のポイントはとなる。同様に該指
示回路３２からの指示値が大きい場合ｄについて
いえば、電源電圧Ｖが該標準値100％の場合の該
Ei・（2E0−Ｖ）のポイントはとなり、該電源
電圧Ｖが該80％の場合の該Ei・（2E0−Ｖ）のポ
イントはとなる このように乗算回路３０の出力電圧はEiと
（2E0−Ｖ）との乗算値であるので、該指示回路
３２からの指示値が小さい場合と大きい場合とで
は、同じように電源電圧が例えば20％低下しても
（すなわち80％となつても）、標準値100％のポイ
ント（すなわちポイントおよび）からの、該
乗算回路の出力電圧Ei・（2E0−Ｖ）の増加割合
（すなわちポイントおよびへの増加割合）は
異なることになる。すなわち上記第４図の左側
は、溶接電流の指示値が異なるときに、電源電圧
が同じように低下した場合、乗算回路３０の出力
電圧Ei・（2E0−Ｖ）の増加割合が異なることを
示している。
次に上記第４図の右側には、上記電圧Ei・
（2E0−Ｖ）が移相パルス発生器３４に入力され
たとき、該パルス発生器３４に設けられたCR回
路のCR時定数によるコンデンサの充電電圧曲線
（第４図中のe1′乃至e4′）と、該充電電圧が印加さ
れるユニジヤンクシヨントランジスタを介して該
スイツチング回路２２へパルスを出すタイミング
（第４図中の点弧角θ1乃至θ4）との関係が示され
ている。
（2E0−Ｖ）が移相パルス発生器３４に入力され
たとき、該パルス発生器３４に設けられたCR回
路のCR時定数によるコンデンサの充電電圧曲線
（第４図中のe1′乃至e4′）と、該充電電圧が印加さ
れるユニジヤンクシヨントランジスタを介して該
スイツチング回路２２へパルスを出すタイミング
（第４図中の点弧角θ1乃至θ4）との関係が示され
ている。
第６図は、該移相パルス発生器３４の１例を示
す回路図であつて、該ユニジヤンクシヨントラン
ジスタUJTは、コンデンサC1の充電電圧が該
UJTの動作電圧（すなわち第４図に示されるス
レツシヨルドレベルVth）に達すると、該UJTが
オンとなり、該コンデンサC1の充電電荷が該オ
ンとなるUJTを介してパルストランスPTの一次
側に放電され、該パルストランスPTの二次側に
は該スイツチング回路２２へのトリガパルスが発
生する。このトリガパルスを該スイツチング回路
２２を構成するサイリスタのゲートに加えて溶接
電流を流すもので、該トリガパルスの位相（第４
図中には点弧角θ1乃至θ4で示される）によつて、
溶接電流の値が制御）すなわち位相制御）され
る。
す回路図であつて、該ユニジヤンクシヨントラン
ジスタUJTは、コンデンサC1の充電電圧が該
UJTの動作電圧（すなわち第４図に示されるス
レツシヨルドレベルVth）に達すると、該UJTが
オンとなり、該コンデンサC1の充電電荷が該オ
ンとなるUJTを介してパルストランスPTの一次
側に放電され、該パルストランスPTの二次側に
は該スイツチング回路２２へのトリガパルスが発
生する。このトリガパルスを該スイツチング回路
２２を構成するサイリスタのゲートに加えて溶接
電流を流すもので、該トリガパルスの位相（第４
図中には点弧角θ1乃至θ4で示される）によつて、
溶接電流の値が制御）すなわち位相制御）され
る。
ここで該コンデンサC1の充電は、第６図に示
されるように、上記乗算回路３０からの入力電圧
ｅ（すなわち上記Ei・（2E0−Ｖ））を抵抗R3、ダ
イオードD1を通して該コンデンサC1に印加する
充電回路と、Vc電源電圧と該入力電圧ｅとの差
電圧を抵抗R1，R2によつて分圧した電圧を可変
抵抗R4、ダイオードD2を通して該コンデンサC1
に印加する充電回路との２系統によつて行われ
る。ここで該入力電圧ｅを抵抗R3を通してコン
デンサC1に充電する回路は、急速充電が行われ
るように該抵抗R3の抵抗値が極力小さくされて
いる。したがつて該入力電圧ｅすなわち上記Ei・
（2E0−Ｖ）の値が例えば第４図に示されるe1の場
合には、該充電曲線e1′に示されるように、瞬時
に該e1まで充電され、その後は、該Vc電源電圧
と該入力電圧e1との差電圧を抵抗R1，R2によつ
て分圧した電圧が抵抗R4、ダイオードD2を介し
て該コンデンサC1に印加され、該抵抗R4および
該コンデンサC1によつて決まる所定の時定数に
よつて、該充電曲線e1′に沿つて該コンデンサC1
が充電される。そして該充電曲線e1′と該UJTの
スレツシヨルドレベルVthを示す直線との交点θ1
がそのときの点弧角θ1となる。なおこの時点で該
コンデンサC1の充電電荷は上記パルストランス
PTへ放電されるので、該コンデンサC1の電圧は
該交点θ1に対応する値以上には上昇しない。同様
に該入力電圧ｅがe2乃至e4のときには、上記充電
曲線e2′乃至e4′に沿つて該コンデンサC1が充電さ
れ、点弧角θ2乃至θ4で上記トリガパルスが発生す
る。すなわち上記第４図の右側は、移相パルス発
生器３４の入力電圧Ei・（2E0−Ｖ）が変化した
ときの、該スイツチング回路２２へのトリガパル
スの発生タイミングを、該移相パルス発生器３４
内のコンデンサC1の充電曲線e1′乃至e4′で示した
図である。
されるように、上記乗算回路３０からの入力電圧
ｅ（すなわち上記Ei・（2E0−Ｖ））を抵抗R3、ダ
イオードD1を通して該コンデンサC1に印加する
充電回路と、Vc電源電圧と該入力電圧ｅとの差
電圧を抵抗R1，R2によつて分圧した電圧を可変
抵抗R4、ダイオードD2を通して該コンデンサC1
に印加する充電回路との２系統によつて行われ
る。ここで該入力電圧ｅを抵抗R3を通してコン
デンサC1に充電する回路は、急速充電が行われ
るように該抵抗R3の抵抗値が極力小さくされて
いる。したがつて該入力電圧ｅすなわち上記Ei・
（2E0−Ｖ）の値が例えば第４図に示されるe1の場
合には、該充電曲線e1′に示されるように、瞬時
に該e1まで充電され、その後は、該Vc電源電圧
と該入力電圧e1との差電圧を抵抗R1，R2によつ
て分圧した電圧が抵抗R4、ダイオードD2を介し
て該コンデンサC1に印加され、該抵抗R4および
該コンデンサC1によつて決まる所定の時定数に
よつて、該充電曲線e1′に沿つて該コンデンサC1
が充電される。そして該充電曲線e1′と該UJTの
スレツシヨルドレベルVthを示す直線との交点θ1
がそのときの点弧角θ1となる。なおこの時点で該
コンデンサC1の充電電荷は上記パルストランス
PTへ放電されるので、該コンデンサC1の電圧は
該交点θ1に対応する値以上には上昇しない。同様
に該入力電圧ｅがe2乃至e4のときには、上記充電
曲線e2′乃至e4′に沿つて該コンデンサC1が充電さ
れ、点弧角θ2乃至θ4で上記トリガパルスが発生す
る。すなわち上記第４図の右側は、移相パルス発
生器３４の入力電圧Ei・（2E0−Ｖ）が変化した
ときの、該スイツチング回路２２へのトリガパル
スの発生タイミングを、該移相パルス発生器３４
内のコンデンサC1の充電曲線e1′乃至e4′で示した
図である。
第５図は溶接電流Ｉの変化に伴う点弧角θの補
償量を表わしている。同図において、ｆは電源電
圧が正規の値である場合、ｇは電源電圧が変動し
た際に第１図に示した従来技術によつて溶接電流
制御を行つた場合、ｈは電源電圧が変動した際に
本実施例によつて溶接電流制御を行つた場合の特
性をそれぞれ示している。この図から明らかのよ
うに、溶接電流Ｉが変化しても従来技術では点弧
角θの電源電圧変動に伴う移相量（補償量）が
Δτ0と常に一定であつた。しかしながら、本実施
例では、点弧角θの補償量が溶接電流Ｉの変化に
伴つて（比例して）Δτ1，Δτ2，Δτ3と変化してい
る。従つて本実施例によれば補償率が一定に保た
れ、溶接電流が変化した際の過補償あるいは補償
不足が確実に防止できるのである。
償量を表わしている。同図において、ｆは電源電
圧が正規の値である場合、ｇは電源電圧が変動し
た際に第１図に示した従来技術によつて溶接電流
制御を行つた場合、ｈは電源電圧が変動した際に
本実施例によつて溶接電流制御を行つた場合の特
性をそれぞれ示している。この図から明らかのよ
うに、溶接電流Ｉが変化しても従来技術では点弧
角θの電源電圧変動に伴う移相量（補償量）が
Δτ0と常に一定であつた。しかしながら、本実施
例では、点弧角θの補償量が溶接電流Ｉの変化に
伴つて（比例して）Δτ1，Δτ2，Δτ3と変化してい
る。従つて本実施例によれば補償率が一定に保た
れ、溶接電流が変化した際の過補償あるいは補償
不足が確実に防止できるのである。
以上詳細に説明したように、本発明によれば、
溶接電流が変化してもまた、電源電圧の波形がく
ずれても電源電圧の変動による溶接電流の変動が
同一の精度で補償できる。なお、本発明はオープ
ンループ制御であり、しかも積分制御であるた
め、応答速度が従来の方式の1/2サイクルより遅
く、1.0〜2.0サイクル程度の応答遅れを有するが
溶溶接時間が10〜20サイクル程度であるため、こ
の応答遅れは無視できる程度に小さい。従つて本
発明によれば、電源電圧の変動があつてもマクロ
的に一定な溶接電流がその溶接電流の設定値の変
更に係りなく得られるので溶接品質の安定及び向
上を計ることができる。
溶接電流が変化してもまた、電源電圧の波形がく
ずれても電源電圧の変動による溶接電流の変動が
同一の精度で補償できる。なお、本発明はオープ
ンループ制御であり、しかも積分制御であるた
め、応答速度が従来の方式の1/2サイクルより遅
く、1.0〜2.0サイクル程度の応答遅れを有するが
溶溶接時間が10〜20サイクル程度であるため、こ
の応答遅れは無視できる程度に小さい。従つて本
発明によれば、電源電圧の変動があつてもマクロ
的に一定な溶接電流がその溶接電流の設定値の変
更に係りなく得られるので溶接品質の安定及び向
上を計ることができる。
第１図は従来技術の一例のブロツク図、第２図
は第１図の動作波形図、第３図は本発明の一実施
例のブロツク図、第４図及び第５図は上記実施例
の作用効果の説明図、第６図は第３図における移
相パルス発生器３４の１例を示す回路図である。 １０……溶接電源、１２……整流器、２２……
スイツチング回路、２４……溶接変圧器、２６…
…比較差動増幅積分器、２８……基準電圧設定
器、３０……乗算回路、３２……溶接電流指示回
路、３４……移相パルス発生器。
は第１図の動作波形図、第３図は本発明の一実施
例のブロツク図、第４図及び第５図は上記実施例
の作用効果の説明図、第６図は第３図における移
相パルス発生器３４の１例を示す回路図である。 １０……溶接電源、１２……整流器、２２……
スイツチング回路、２４……溶接変圧器、２６…
…比較差動増幅積分器、２８……基準電圧設定
器、３０……乗算回路、３２……溶接電流指示回
路、３４……移相パルス発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流溶接電源１０の出力の位相制御により溶
接電流をオープンループで調整する抵抗溶接機の
溶接電流制御方法において、 前記溶接電源の出力の平均電圧（Ｖ）を検出
し、 該検出した平均電圧と溶接電源の基準電圧
（Ep）との差電圧（2Ep−Ｖ）を得、 該得られた差電圧と溶接電流の設定値（Ei）と
の乗算結果（Ei（2Ep−Ｖ））を得、 該乗算結果に比例するように前記スイツチング
回路の位相制御量を調整する ことを特徴とする抵抗溶接機の溶接電流制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2038980A JPS56119675A (en) | 1980-02-22 | 1980-02-22 | Welding current control method for resistance welding machine |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2038980A JPS56119675A (en) | 1980-02-22 | 1980-02-22 | Welding current control method for resistance welding machine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56119675A JPS56119675A (en) | 1981-09-19 |
| JPH0146233B2 true JPH0146233B2 (ja) | 1989-10-06 |
Family
ID=12025657
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2038980A Granted JPS56119675A (en) | 1980-02-22 | 1980-02-22 | Welding current control method for resistance welding machine |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56119675A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51111445A (en) * | 1975-03-27 | 1976-10-01 | Dengensha Mfg Co Ltd | Controller for welder and device for observing welding current or voltage |
-
1980
- 1980-02-22 JP JP2038980A patent/JPS56119675A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56119675A (en) | 1981-09-19 |
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