JPH0153727B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は歪を電気量に変換するセンサーとして
磁歪素子を用いた場合の検出回路に関するもので
ある。

一般に強磁性体は、歪を受けるとその透磁率が
変化する。これを逆磁歪効果と称し、この効果を
利用して歪を電気量に変換するセンサーを磁歪素
子という。透磁率の変化は強磁性体に巻回したコ
イルのインダクタンスの変化となつて現われるか
ら、コイルに流れる電流によつて発生する交流電
圧の変化として検出できる。この交流電圧の変化
は一般に極めて微少であるから、ストレンゲージ
の検出と同様、磁歪素子においてもブリツジ回路
が用いられる。

第１図は従来のこの種検出回路を示すもので、
以下これについて説明する。

１はインダクタンスＬ１、損失抵抗ｒ１のコイ
ルを巻回している磁歪素子、２はインダクタンス
Ｌ２、損失抵抗ｒ２のコイルを巻回している磁歪
素子で、インダクタンスＬ２とＬ１、損失抵抗ｒ
１とｒ２とは等しくなるように調整してある。ｒ
３，ｒ４は抵抗で、その抵抗値は等しい。磁歪素
子１，２及び抵抗ｒ３，ｒ４はブリツジ回路を構
成しており、磁歪素子１，２それぞれが歪の加わ
る測定辺の場合は、それぞれのインダクタンスＬ
１，Ｌ２が差動的に変化するよう磁歪素子に加わ
る歪を設計する。しかしこの場合は説明を簡単に
するため、磁歪素子１を歪の加わる測定辺とし、
磁歪素子２は歪の加わらない基準辺とする。７は
ブリツジ回路の入力端３，４に接続されている交
流電圧源、８はブリツジ回路の出力端５，６に接
続されている差動増幅器、９は振幅復調器、１０
は出力端である。

次に、第２，３図を参照して動作について説明
する。

まず、ブリツジ回路の抵抗ｒ３，ｒ４は磁歪素
子１，２のインピーダンスより十分大とすると、
磁歪素子１，２に流れる電流の振幅はほぼ一定と
なり、電圧の振幅がインピーダンスに比例する。
ここで、初期状態では測定辺の磁歪素子１には歪
が加わつていないので、磁歪素子１，２のインダ
クタンスＬ１，Ｌ２及び損失抵抗ｒ１，ｒ２は等
しい値であるから、第２図に示すように、磁歪素
子１，２の電圧ベクトルV〓１０，V〓２０は絶対
値、位相共全く等しいので、ブリツジ回路は平衡
状態となり、出力端５，６間の出力（差電圧）は
零である。

次に、磁歪素子１は歪が加わるとインダクタン
スＬ１が変化し、電圧ベクトルV〓１０からV〓１と
なる。従つて、ブリツジ回路は不平衡状態となる
から、出力端５，６間には差電圧ベクトル△V〓１
（＝V〓１−V〓２０）が出力する。この差電圧ベク
トル△V〓１は差動増幅器８で増幅され、振幅復調
器９で振幅復調され、出力端１０に出力する。こ
のように、歪を電気量に変換して検出することが
できる。

しかしながら、実際には磁歪素子１，２のイン
ピーダンスを厳密に一致させることは極めて困難
であるから、一般的には第３図ａに示すように、
初期状態において、磁歪素子１，２の電圧ベクト
ルV〓１０，V〓２０は絶対値、位相共に異なつてい
る。

すなわち、初期状態においては、出力端５，６
間には第３図ａに示すように差電圧ベクトルV〓３
０＝V〓１０−V〓２０が存在している。

この差電圧ベクトルV〓３０の位相はV〓１０，V〓
２０のバラツキによつて全く任意に決定するか
ら、次にこのV〓３０の位相を代表的な二方向につ
いて、その変化の様子を検討する。

まず、第３図ｂに示す差電圧ベクトルV〓３０の
位相では磁歪素子１に歪が加わりインダクタンス
Ｌ１が変化して電圧ベクトルが△V〓１変化したと
すると、電圧ベクトルV〓１０はV〓１（＝V〓１０＋
△V〓１）となるから、差電圧ベクトルV〓３０はV〓
３（＝V〓３０＋△V〓１）に移動する。この際、磁
歪素子２は変化しないので、電圧ベクトルV〓２０
である。従つて、ブリツジ回路の出力端５，６間
の差電圧ベクトルはV〓３＝V〓１−V〓２０となり、
図示のように、初期状態のV〓３０と比較すると位
相角は大きく変化するが、ベクトルの絶対値はほ
とんど変化しないので、振幅復調器９では磁歪素
子１の歪によるインダクタンスＬ１の変化をほと
んど検出することができず、歪検出回路として非
常に感度が悪くなるという欠点がある。

そこで、このような場合には振幅復調器９の代
りに、位相復調器を用いなければならないが、位
相復調器を用いた場合においても、次に述べるよ
うな欠点を有する。第３図ｃは、初期状態のブリ
ツジ回路の出力端５，６間の差電圧ベクトルV〓３
０の位相が第３図ｂの時とπ／２rad異なる場合を 示したものである。

ここで、磁歪素子１に歪が加わると、電圧ベク
トルV〓１０がV〓１に変化し、ブリツジ回路の出力
端５，６間の差電圧ベクトルV〓３０はV〓３とな
り、図示のように、ベクトルの絶対値は大きく変
化するが、位相角は変化しない。従つて、位相復
調器では磁歪素子１の歪を検出することができ
ず、感度が悪いという欠点がある。

このように振幅復調器、位相復調器のいずれを
使用しても、電圧ベクトルV〓１０の変化△V〓１に
比較して無視できない大きさの差電圧ベクトルV〓
３０が存在する限り、前述のような感度低下の危
険がある。

従つて、第２図において述べたように、歪検出
感度を良くするためには、磁歪素子１，２のイン
ダクタンスＬ１，Ｌ２及び損失抵抗ｒ１，ｒ２と
をそれぞれ厳密に一致させ、差電圧ベクトルV〓３
０の大きさを△V〓１に対して無視できる程小さく
しなければならないが、この調整は位相の異なる
リアクタンス分と抵抗分のそれぞれについて行う
必要があるため極めて困難であり、感度の低下を
さけることはできない。

又、磁歪素子の温度誤差は大であり温度変化に
よつても磁歪素子の特性が変化してしまい、ブリ
ツジ回路の平衡が失われ、常に安定した感度を得
ることができない。

次に、ブリツジ回路の抵抗ｒ３，ｒ４の値が磁
歪素子１，２のインピーダンスに近い値となる場
合について検討する。

第４図ａは、交流電圧源７の電圧ベクトルV〓７
を基準にしてブリツジ回路の磁歪素子１と抵抗ｒ
３との電圧ベクトル図を示すもので、初期状態に
おいて磁歪素子１の電圧ベクトルをV〓１０及びイ
ンダクタンスＬ１及び抵抗ｒ１の電圧ベクトルを
それぞれV〓L１０，V〓r１０とすると、V〓１０＝
V〓L１０＋V〓r１０となる。又、ブリツジ回路の抵
抗ｒ３の電圧ベクトルをV〓r３０とすると、図示
のように、磁歪素子１と抵抗ｒ３の合成電圧ベク
トルはV〓７となる。

今、磁歪素子１の歪によりインダクタンスＬ１
が変化すると、電圧ベクトルV〓L１０が変化する。
しかし、交流電圧源７の電圧ベクトルV〓７は一定
であるから、V〓r１０，V〓L１０，V〓r３０の比率
が変化して、それぞれV〓r１，V〓L１，V〓r３へ移
動する。従つて、電圧ベクトルV〓１０はV〓１に移
動するが電圧ベクトルV〓r１０とV〓r３０の比率は
常に一定であり、かつV〓r１とV〓L１及びV〓L１と
V〓r３の電圧ベクトルの位相は、それぞれπ／２rad 異なるから、V〓１は半円状の軌跡２０に沿つて変
化する。

同様に、第４図ｂは磁歪素子２と抵抗ｒ４につ
いての電圧ベクトル図を示すもので、V〓２０は磁
歪素子２の電圧ベクトル、V〓L２はインダクタン
スＬ２の電圧ベクトル、V〓r２は損失抵抗ｒ２の
電圧ベクトル、V〓r４は抵抗ｒ４の電圧ベクトル
とすると、第４図ａに示す磁歪素子１と同様にイ
ンダクタンスＬ２が変化すれば電圧ベクトルV〓２
０は軌跡２１に沿つて移動する。

第４図ｃは第４図ａ，ｂの初期状態における電
圧ベクトルV〓１０，V〓２０を同一図に示したもの
で、磁歪素子１，２及び抵抗ｒ３，ｒ４のインピ
ーダンスは完全に一致しないので、ブリツジ回路
の出力端５，６には差電圧ベクトルV〓３０が存在
していることを示している。

ここで、初期状態におけるブリツジ回路の出力
端５，６の電圧ベクトルV〓３０は電圧ベクトルV〓
１０及びV〓２０の絶対値の大きさと位相差により
任意に決まるから、従来例に示す第３図ｂ，ｃと
同様に検討する。

まず、第４図ｄ，ｅは第４図ｃの一部拡大図を
示すもので、第４図ｄは、ブリツジ回路の出力端
５，６間の初期状態の差電圧ベクトルV〓３０が交
流電圧源７の電圧ベクトルV〓７に対してπ／２rad位 相が異なつている場合を示している。ここで磁歪
素子１に歪が加わりインダクタンスＬ１が変化し
たとすると、磁歪素子１の初期の電圧ベクトルV〓
１０は軌跡２０に沿つてV〓１に変化し、差電圧ベ
クトルV〓３０はV〓３に移動する。この場合、ブリ
ツジ回路の出力端５，６間の差電圧ベクトルV〓３
の絶対値はあまり変化しないが、位相は大きく変
化する。

第４図ｅは差電圧ベクトルV〓３０とV〓７の位相
があまり大きくない場合を示すもので、△V〓１の
変化に対し、V〓３０はV〓３に移動するが、この場
合、両者の位相はあまり変化しないが絶対値は変
化する。

従つて、第４図ｄ，ｅより明らかなように、抵
抗ｒ３，ｒ４の値が磁歪素子１，２のインピーダ
ンスに比べてあまり大きくない場合も、第１図に
示す検出回路では、初期状態におけるブリツジ回
路の出力端５，６の差電圧ベクトルV〓３０の位相
によつては感度が低下するという問題がある。

本発明は上記各場合の欠点を除去するためにな
されたもので、磁歪素子に加えられた歪に対応す
る差電圧の位相と振幅の変化を同時に検出する磁
歪素子用検出回路を提供することを目的とするも
のである。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に
説明する。

第５図は本発明の実施例を示すもので、ブリツ
ジ回路の抵抗ｒ３，ｒ４の値は測定辺の磁歪素子
１および基準辺の磁歪素子２のインピーダンスに
比べて十分大とした場合を示している。従来例と
同一のものは同一の符号を用いる。７は交流電圧
源であり、１１は抵抗、１２はキヤパシタンスで
そのインピーダンスは抵抗１１より十分小さい値
となつている。抵抗１１とキヤパシタンス１２と
の直列回路はブリツジ回路の入力側に接続され、
交流電圧源７の電圧を分圧して、基準電圧を発生
する基準電圧回路で、出力端１３の基準電圧の位
相はπ／２rad遅延している。１４は乗算器で、一 方の入力端１５は差動増幅器８を介してブリツジ
回路の出力側に接続され、他方の入力端１６には
基準電圧回路の出力端１３から交流電源７の電圧
よりπ／２rad位相の遅延した基準電圧が印加され る。１７は乗算器１４の出力端、１８は乗算器１
４の出力周波数より十分低いカツトオフ周波数を
もつローパスフイルタ（LPFと記す）である。

次に、第５，６図を参照して動作について説明
する。

ブリツジ回路の出力端５，６間の差電圧の出力
が差動増幅器８で増幅される段階までは第１図に
示す従来回路と同様であり、差動増幅器８の出力
は乗算器１４の一方の入力端１５に印加される。
一方、乗算器１４の他方の入力端１６には、交流
電圧源７の電圧よりπ／２rad位相を遅延させるよ うに分圧した基準電圧を印加する。乗算器１４
は、これら２つの入力電圧を乗算する。出力端１
７に出力した乗算値は、LPF１８により平均電
圧に変換されて出力端１０に出力する。

ここで、乗算器１４の動作について説明する。
交流電圧源７の電圧の角速度をω、時間をｔ、乗
算器１４の入力端１５，１６の入力電圧を各々Ｖ
１５，Ｖ１６、それらの電圧ベクトルV〓１５，V〓
１６の絶対値をａ２，ａ１、それらの位相角を
θ、出力端１７の電圧をＶ１７とし、入力端１６
の電圧ベクトルV〓１６（基準電圧）の位相を基準
にすると各部の電圧は、 V15＝a2・sin（ωt＋θ） ………(1) V16＝a1・sinωt ………(2) となるから乗算器１４の出力電圧Ｖ１７は、 V17＝V15・V16＝a1・a2・sinωt・sin（ωt＋θ）
………(3) となり、この電圧はLPF１８に印加される。従
つて、LPF１８の出力端１０における出力電圧
をVoutとすると、それはＶ１７の平均電圧であ
るから、 Vout＝１／2π∫²〓₀V17・ｄ（ωt）＝１／２・a1・a2
・cosθ ………(4) となる。

従つて、電圧Ｖ１６の振幅ａ１は抵抗１１とキ
ヤパシタンス１２とにより決まる定数であるか
ら、出力電圧Voutは乗算器１４の入力電圧Ｖ１
５の振幅ａ２と位相差θにより変化することがわ
かる。

次に、磁歪素子のインダクタンスが変化した場
合の出力電圧Voutの変化について第５図、第６
図を参照して説明する。

ここで、第５図に示すブリツジ回路は第１図に
示すブリツジ回路と同じであるから、出力端５，
６間の電圧ベクトル図は第３図ａに示す電圧ベク
トル図と同様である。以下、簡単のために、差動
増幅器８は位相変化がなく、かつ増幅度は１と仮
定する。

第６図は、乗算器１４の入力端１５，１６にお
ける電圧ベクトルV〓１５，V〓１６を示すベクトル
図で、交流電圧源７の電圧ベクトルV〓７を基準に
している。

まず、初期状態においては、乗算器１４の入力
端１５における電圧ベクトルはV〓１５０（第３図
示のV〓３０に相当する）、その振幅はａ２０、位
相角θo（V〓１６に対する位相角）とすると、電圧
ベクトルV〓１５０は第６図示のようになる。

次いで、磁歪素子１に歪が加わりインダクタン
スＬ１が変化して電圧ベクトルが△V〓１５に変化
したとすると、乗算器１４の入力端１５における
電圧は第６図にV〓１５で示すように、 V〓15＝V〓150＋△V〓15 となり、位相角はθoからθへ、振幅はａ２０か
らａ２へと変化する。従つて、出力端１０におけ
る出力電圧Voutは式４により明らかなように、
磁歪素子１の歪による変化分△V〓１５の関数で表
わされる。

ここで、出力電圧V〓outの、１変化分△V〓１５
に対する変化率について求める。

第６図において、位相角の変化分△θが十分小
であると仮定すると、はほぼａ２０に等しく、
∠Ｑはθとなるから、乗算器１４の入力端１５に
おける電圧V〓１５の振幅ａ２と位相角θは、 a2＝a20＋｜△V〓15｜cosθ ………(5) θ＝θ0−｜△V〓15｜sinθ／a20 ………(6) と表わされる。式(5)、(6)をそれぞれ｜△V〓１５｜
で微分すると、 又、式(4)のVoutをａ２，θについて偏微分する
と、 ∂Vout／∂a2＝１／２・a1・cosθ………(9) ∂Vout／∂θ＝−１／２・a1・a2・sinθ ………(10) となる。

ここで、Voutは式(4)から振幅ａ２と位相角θ
の関数であり、又、振幅ａ２と位相角θは式(5)、
(6)により各々｜△V〓１５｜の関数であるから、合
成関数の微分法により、 となる。式(11)に式(7)、(8)、(9)、(10)を代入すると
、 となる。｜△V〓１５｜は振幅ａ２０に比較して十
分小であるとすると式(5)のａ２０はａ２０≫｜△
V〓１５｜cosθとなり式(5)は、 a2≒a20 ………（5′） となる。上式を式(12)に代入すると、 となり、入力端１６の電圧Ｖ１６の振幅ａ１は定
数であるから、位相角θの値にかかわらず出力電
圧Voutの△V〓１５に対する変化率は一定となる。
すなわち、式（13）により、電圧ベクトルV〓１５
の位相が如何なる値となつても、一定の感度が得
られ、第１図に示す従来例のように検出感度が低
下することは全くなく、本発明による第５図の検
出回路では常に一定の検出感度が得られる。これ
は、乗算器１４とLPF１８とが入力端１５の電
圧Ｖ１５の位相変化に対しては位相復調器とし
て、又、振幅変化に対しては振幅復調器として同
時に動作していることを示している。

なお、第５図において交流電圧源７の電圧を分
圧するための、基準電圧回路として抵抗１１とキ
ヤパシタンス１２とを用いているが、キヤパシタ
ンス１２の代りにインダクタンスを用いても同様
の作用、効果が得られる。すなわち、この場合、
第６図示のV〓１６がπradだけ位相が変化するか
ら、入力端１６の入力電圧をＶ１６Ｌとすると、 V16L＝a1・sin（ωt＋π）＝−a1・sinωt
………（1′） となり、式(1)と正負の符号が異なるだけであるか
ら、式（13）に対応して、 となり、キヤパシタンス１２をインダクタンスに
置換しても同様の効果が得られる。

以上第５図に示す実施例は、ブリツジ回路の抵
抗ｒ３，ｒ４の値は、磁歪素子１，２のインピー
ダンスに比べて十分大と仮定した場合についての
ものである。

第７図は本発明の他の実施例を示すもので、ブ
リツジ回路の抵抗ｒ３，ｒ４が磁歪素子１，２の
インピーダンスに近い値となる場合のものであ
る。第５図に示す実施例との相違は、キヤパシタ
ンス１２の代りに抵抗１９を用いており、他は全
く同一である。以下第８図を参照して説明する。

この実施例の回路動作は第５図に示す実施例と
同様であり、第８図に示す乗算器１４の入力端１
５，１６における電圧ベクトルV〓１５，V〓１６の
関係だけが異なつている。

第８図は交流電圧源７の電圧ベクトルV〓７を基
準にしてあり、乗算器１４の入力端１６における
電圧ベクトルV〓１６の位相はV〓７と同相であり、
絶対値はａ１である。入力端１５における電圧ベ
クトルV〓１５は絶対値ａ２で、V〓１６との位相差
はθとする。

初期状態における入力端１５の電圧ベクトルを
V〓１５０，V〓１６との位相差はθ０、絶対値はａ
２０、位相角θとθ０との差を△θとする。ここ
で、第５図に示す実施例と同様に、差動増幅器８
では位相変化がなく、増幅度も１と仮定すると、
ブリツジ回路の出力端５，６における初期状態の
差電圧ベクトルV〓３０（第４図参照）はV〓１５０
と一致する。

次に、磁歪素子１に歪が加わりインダクタンス
Ｌ１が変化すると、第４図ｄ，ｅで説明したよう
に、差電圧ベクトルV〓３０（＝V〓１５０）が軌跡
２０に沿つて△V〓１（＝△V〓１５）変化し、V〓３
（＝V〓１５）となる。この時、第８図△V〓１５
（＝△V〓１）の位相はV〓７とほぼ同相であるとす
ると、∠Ｑはθとなり、この場合V〓１５０，V〓１
５，V〓１６の相対関係は第６図の電圧ベクトル図
をπ／２rad回転した場合と同一である。従つて、 第５図について述べた理論解析は第７図について
も同様に適用することができるから、乗算器１４
の入力端１５における電圧ベクトルV〓１５の位相
が如何なる値となつても、第５図の実施例と同様
に一定の感度が得られ、従来例のように検出感度
が低下することはない。

なお、第５図、第７図に示す実施例では、ブリ
ツジ回路の出力端５，６の電圧は直接差動増幅器
８に印加しているが、一般に磁歪素子の発生電圧
は高調波分を含むから、この高調波を除去するた
めのローパスフイルタを介して差動増幅器８に印
加するように構成してもよい。

又、交流ブリツジ回路の基準辺に磁歪素子を用
いた場合について説明したが、これに限るもので
なく、温度およびその他の周囲状況によるインピ
ーダンスの変化の割合が測定辺の磁歪素子と同等
な他の素子を用いてもよい。さらにまた乗算器の
出力をLPFで平均電圧として出力したが、LPF
に限らず、振幅復調器を用いてピーク電圧として
出力するなどしても作用効果は同じである。

以上述べたように、本発明によれば、ブリツジ
回路の磁歪素子に加えられた歪に対応する差電圧
の振幅変化と位相変化とを同時に検出することが
できるので、ブリツジ回路の磁歪素子のインピー
ダンスの微調整を行う必要もなく、常に安定した
感度を持つ検出回路が得られる。その上、回路構
成も極めて簡単であるから、安価にかつ容易に歪
検出回路を製造することができる。

以上本発明につき好適な実施例を挙げて種々説
明したが、本発明はこの実施例に限定されるもの
ではなく、発明の精神を逸脱しない範囲内で多く
の改変を施し得るのはもちろんのことである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の検出回路図、第２図〜第４図は
第１図の電圧ベクトル図、第５図は本発明の実施
例を示す回路図、第６図は第５図の乗算器の入力
端の電圧ベクトル図、第７図は本発明の他の実施
例を示す回路図、第８図は第７図の乗算器の入力
端の電圧ベクトル図である。 １，２……磁歪素子、ｒ３，ｒ４……抵抗、７
……交流電圧源、１４……乗算器、１５……ブリ
ツジ回路の出力側に接続されている乗算器の入力
端、１６……基準電圧が印加される乗算器の入力
端、１８……ローパスフイルタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 逆磁歪効果を有する磁性体に巻回されたコイ
   ルを測定辺とした交流ブリツジ回路と、この交流
   ブリツジ回路の入力側に接続された交流電圧を分
   圧して基準電圧を発生する基準電圧回路と、前記
   交流ブリツジ回路の出力電圧の差電圧と前記基準
   電圧とを乗算する乗算器とから成り、前記差電圧
   の振幅変化と位相変化とを検出することを特徴と
   する磁歪素子用検出回路。