JPH01843A - Ｃ／ｎ測定回路 - Google Patents
Ｃ／ｎ測定回路Info
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- JPH01843A JPH01843A JP62-156044A JP15604487A JPH01843A JP H01843 A JPH01843 A JP H01843A JP 15604487 A JP15604487 A JP 15604487A JP H01843 A JPH01843 A JP H01843A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、ディジタル信号にディジタル変調を施した信
号を伝送するディジタル通信システｌ、の受信側におい
て搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／’ Ｎ ）を測定する
Ｃ／Ｎ測定回路に関する。
号を伝送するディジタル通信システｌ、の受信側におい
て搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／’ Ｎ ）を測定する
Ｃ／Ｎ測定回路に関する。
（従来の技術）
ディジタル通信システムでは、復調器あるいは、復調器
を含む伝送路全体の性能を評価するため復調器で復号さ
れた符号のビット誤り率（ｉ３ Ｅ Ｒ）に対する性能
指数として伝送情報１ビット当りのエネルギ一対雑音電
力密度との比（Ｅ 、 、、’ Ｎ ｎｌｉ３定義する
が、これは次の式（１）で示す如く計算によって求めら
れる。
を含む伝送路全体の性能を評価するため復調器で復号さ
れた符号のビット誤り率（ｉ３ Ｅ Ｒ）に対する性能
指数として伝送情報１ビット当りのエネルギ一対雑音電
力密度との比（Ｅ 、 、、’ Ｎ ｎｌｉ３定義する
が、これは次の式（１）で示す如く計算によって求めら
れる。
ｋ＝立、−Ｌ−−＝−−−−−−＜ １ ）ｏＮ Ｒ
ここで、Ｃ／Ｎは搬送波電力対雑音電力比、Ｂは復調器
の等価雑音帯域幅、Ｒはデータ伝送速度で、２．− Ｐ
Ｓ Ｋ変調方式ではシンボルレートと一致するが、４
−ＰＳＫ変調方式ではシンボルレートの２倍となること
は良く知られている通りである。
の等価雑音帯域幅、Ｒはデータ伝送速度で、２．− Ｐ
Ｓ Ｋ変調方式ではシンボルレートと一致するが、４
−ＰＳＫ変調方式ではシンボルレートの２倍となること
は良く知られている通りである。
ところで、式（１）から明らかなように、Ｅ ｂ ／
Ｎ ｏを求める、にはＣ／Ｎを測定する必要がある。そ
こで、例えば衛星回線におけるＥ ｂ ／ Ｎ 。
Ｎ ｏを求める、にはＣ／Ｎを測定する必要がある。そ
こで、例えば衛星回線におけるＥ ｂ ／ Ｎ 。
を決定する場合の従来のＣ／Ｎ測定方式は、第５図に示
す如く、衛星の中継器に比べて狭帯域の復調器１０の前
段にバンドパスフィルタ９を配置し、受信変調信号が入
力される復調器１０の入力の１Ｆ帯でＣ／Ｎを測定する
ようにしている。その測定手順は、まずバンドパスフィ
ルタ９の帯域の中心に無変調波あるいは変調波を送信し
て、バンドパスフィルタ９出力の電力を測定しＣ＋Ｎを
求める。次に、無変調波あるいは変調波の送信を止める
か、または送信搬送波周波数をずらして受信信号がバン
ドパスフィルタ９の帯域外となるようにしてバンドパス
フィルタ９の出力電力を測定し、゛ Ｎを求める。そし
て、先に求めたＣ十ＮからＮを引くとＣが求まり、両者
からＣ／Ｎが求まる。
す如く、衛星の中継器に比べて狭帯域の復調器１０の前
段にバンドパスフィルタ９を配置し、受信変調信号が入
力される復調器１０の入力の１Ｆ帯でＣ／Ｎを測定する
ようにしている。その測定手順は、まずバンドパスフィ
ルタ９の帯域の中心に無変調波あるいは変調波を送信し
て、バンドパスフィルタ９出力の電力を測定しＣ＋Ｎを
求める。次に、無変調波あるいは変調波の送信を止める
か、または送信搬送波周波数をずらして受信信号がバン
ドパスフィルタ９の帯域外となるようにしてバンドパス
フィルタ９の出力電力を測定し、゛ Ｎを求める。そし
て、先に求めたＣ十ＮからＮを引くとＣが求まり、両者
からＣ／Ｎが求まる。
なお、この場合のＢはバンドパスフィルタ９の等価雑音
帯域幅である。 ゛ （発明が解決しようとする問題点） しかし、前述した従来のＣ／Ｎ測定方式には次の如き種
々の問題点がある。
帯域幅である。 ゛ （発明が解決しようとする問題点） しかし、前述した従来のＣ／Ｎ測定方式には次の如き種
々の問題点がある。
まず、正確な等価雑音帯域幅が既知であるバンドパスフ
ィルタが測定用として必要であり、また、電力計等の測
定器が別に必要である。
ィルタが測定用として必要であり、また、電力計等の測
定器が別に必要である。
また、Ｃ／Ｎの測定では無変調波あるいは変調波を送信
し、それを止めるか周波数をずらす操作をＩＦ帯におい
てするので、操作が繁雑であるだけでなく、運用状態に
おいてＣ／Ｎ測定を行うことが困難である。
し、それを止めるか周波数をずらす操作をＩＦ帯におい
てするので、操作が繁雑であるだけでなく、運用状態に
おいてＣ／Ｎ測定を行うことが困難である。
本発明は、このような従来の問題点に鑑みなされたもの
で、その目的は、運用時におけるＣ／Ｎ測定を簡単かつ
容易に、しかも正確に行うことができるＣ／Ｎ測定回路
を提供することにある。
で、その目的は、運用時におけるＣ／Ｎ測定を簡単かつ
容易に、しかも正確に行うことができるＣ／Ｎ測定回路
を提供することにある。
（問題点を解決するための手段）
前記目的を達成するために、本発明のＣ、／ Ｎ測定回
路は次の如き構成を有する。
路は次の如き構成を有する。
即ち、本発明のＣ／Ｎ測定回路は、ディジタル信号にデ
ィジタル変調を施した信号を伝送するディジタル通信シ
ステムの受信側において搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／
Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路であって； 受信復調さ
れた復調信号をその復調の際に再生されたシンボルクロ
ックのタイミングで標本化し各標本値を量子化ビット数
ｎからなるディジタル時系列データへ変換するＡ／Ｄ変
換器と； 前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて各ディジタ
ル時系列データについて絶対値操作を行う絶対値操作回
路と、 Ｎ（Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間における前
記絶対値操作回路の出力について平均化処理を行う第１
の平均化回路と； 前記第１の平均化回路の出力を受け
て２乗操作を行う第１の２乗操作回路と； 前記Ａ／Ｄ
変換器の出力を受けて各ディジタル時系列データについ
て２乗操作を行う第２の２乗操作回路と、 Ｎ（Ｎ＞
０の整数）シンボルの間にお°ける前記第２の２乗操作
回路の出力について平均化処理を行う第２の平均化回路
と； 前記第２の平均化回路の出力値から前記第１の２
乗操作回路の出力値を減ずる減算回路と； 前記第１の
２乗操作回路および前記減算回路の各出力を受けて前記
比（Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ変換回路と； を備えた
ことを特徴とするものである。
ィジタル変調を施した信号を伝送するディジタル通信シ
ステムの受信側において搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／
Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路であって； 受信復調さ
れた復調信号をその復調の際に再生されたシンボルクロ
ックのタイミングで標本化し各標本値を量子化ビット数
ｎからなるディジタル時系列データへ変換するＡ／Ｄ変
換器と； 前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて各ディジタ
ル時系列データについて絶対値操作を行う絶対値操作回
路と、 Ｎ（Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間における前
記絶対値操作回路の出力について平均化処理を行う第１
の平均化回路と； 前記第１の平均化回路の出力を受け
て２乗操作を行う第１の２乗操作回路と； 前記Ａ／Ｄ
変換器の出力を受けて各ディジタル時系列データについ
て２乗操作を行う第２の２乗操作回路と、 Ｎ（Ｎ＞
０の整数）シンボルの間にお°ける前記第２の２乗操作
回路の出力について平均化処理を行う第２の平均化回路
と； 前記第２の平均化回路の出力値から前記第１の２
乗操作回路の出力値を減ずる減算回路と； 前記第１の
２乗操作回路および前記減算回路の各出力を受けて前記
比（Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ変換回路と； を備えた
ことを特徴とするものである。
（作 用）
次に、前記の如く構成される本発明のＣ／Ｎ測定回路の
作用を説明する。
作用を説明する。
Ａ／Ｄ変換器は、受信復調された復調信号（アイパター
ンを形成するアナログ信号）をその復調の際に再生され
たシンボルクロックのタイミングで標本化し、各標本値
を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系列データへ
変換する。
ンを形成するアナログ信号）をその復調の際に再生され
たシンボルクロックのタイミングで標本化し、各標本値
を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系列データへ
変換する。
このＡ／Ｄ変換器の出力は、復調信号の信号点における
振幅値を示すが、これはまず絶対値操作回路、第１の平
均化回路においてそれぞれ絶対値がとられ、十分に長い
Ｎ （ｎ＞Ｏの整数）シンボル間平均化される。その結
果、信号に相加された雑音成分が相殺され第１の平均化
回路の出力には雑音成分のない信号（振幅値）が得られ
る。
振幅値を示すが、これはまず絶対値操作回路、第１の平
均化回路においてそれぞれ絶対値がとられ、十分に長い
Ｎ （ｎ＞Ｏの整数）シンボル間平均化される。その結
果、信号に相加された雑音成分が相殺され第１の平均化
回路の出力には雑音成分のない信号（振幅値）が得られ
る。
従って第１の２乗操作回路の出力には、雑音がない場合
の信号電力Ｓが得られる。これを式で示せば次の如くに
なる。
の信号電力Ｓが得られる。これを式で示せば次の如くに
なる。
Ａ／Ｄ変換器の出力である時系列データをｄ；（ｉ＝ｏ
、１，２．・・・、ｎ）、雑音がない場合の信号点の振
幅をＡ、Ｉ音がない場合の復調信号の電力をＳ、平均操
作を行うシンボル数をＮとすれば、Ａ＝＋冨１ ｄｉ
ｌ −−−−−−−−・（２）Ｓ＝Ａ２
＝−・−・・−一一一・−（３）ところ
で、復調信号に相加された雑音成分は雑音がない場合の
信号点の振幅Ａを中心としたガウス分布を示すが、その
雑音成分の電力σ はσ２−−Ｌヨ （ｌ ｄ Ｈｌ
−Ａ ） ２−−−、、、−、−、 （４）Ｎ；−〇 で表され、式（２）を考慮すると σ２＝ユ庄１ｄ、２−Ａ２ ・・・−（５
） ｉ−０ となる。
、１，２．・・・、ｎ）、雑音がない場合の信号点の振
幅をＡ、Ｉ音がない場合の復調信号の電力をＳ、平均操
作を行うシンボル数をＮとすれば、Ａ＝＋冨１ ｄｉ
ｌ −−−−−−−−・（２）Ｓ＝Ａ２
＝−・−・・−一一一・−（３）ところ
で、復調信号に相加された雑音成分は雑音がない場合の
信号点の振幅Ａを中心としたガウス分布を示すが、その
雑音成分の電力σ はσ２−−Ｌヨ （ｌ ｄ Ｈｌ
−Ａ ） ２−−−、、、−、−、 （４）Ｎ；−〇 で表され、式（２）を考慮すると σ２＝ユ庄１ｄ、２−Ａ２ ・・・−（５
） ｉ−０ となる。
即ち、Ａ／Ｄ変換器の出力を第２の２乗操ｆ七回路にお
いて２乗操作し、さらに第２の平均化回路において十分
に長いＮシンボル間の平均化処理すれば式（５）の第１
項が得られるから、減算回路において、前記第２の平均
化回路の出力値から前記第１の２乗操作回路の出力値を
減ずることで式（５）に示す雑音電力σ が得られる。
いて２乗操作し、さらに第２の平均化回路において十分
に長いＮシンボル間の平均化処理すれば式（５）の第１
項が得られるから、減算回路において、前記第２の平均
化回路の出力値から前記第１の２乗操作回路の出力値を
減ずることで式（５）に示す雑音電力σ が得られる。
その結果、Ｃ／Ｎ変換回路において第１の２乗操作回路
の出力（信号電力Ｓ）と減算回路の出力（雑音電力σ２
）の比をとることでＣ／Ｈの測定値を得ることができる
。
の出力（信号電力Ｓ）と減算回路の出力（雑音電力σ２
）の比をとることでＣ／Ｈの測定値を得ることができる
。
以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路によれば
、復調信号にディジタル数値演算を施して信号電力と雑
音電力とを得ることができるので、従来の如きＩＦ帯で
の繁雑な操作を行う必要がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を
可能とし、またいがなる測定器具も不要である０本発明
のＣ／Ｎ測定回路は復調器に組み込むことあるいは外付
けすることが可能であって、いずれの場合でも復調器単
体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ測定を行
うことができる。そして、本回路はディジタル回路で構
成されているので、無調整で高安定な動作を期待でき、
ＬＳＩ化による小形化が可能である、等の効果が得られ
る。
、復調信号にディジタル数値演算を施して信号電力と雑
音電力とを得ることができるので、従来の如きＩＦ帯で
の繁雑な操作を行う必要がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を
可能とし、またいがなる測定器具も不要である０本発明
のＣ／Ｎ測定回路は復調器に組み込むことあるいは外付
けすることが可能であって、いずれの場合でも復調器単
体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ測定を行
うことができる。そして、本回路はディジタル回路で構
成されているので、無調整で高安定な動作を期待でき、
ＬＳＩ化による小形化が可能である、等の効果が得られ
る。
（実 施 例）
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例に係るＣ／Ｎ測定回路を示す
。このＣ／Ｎ測定回路は、Ａ／Ｄ変換器１と、絶対値操
作回路２と、第１の平均化回路３と、第１の２乗操作回
路４と、第２の２乗操作回路５と、第２の平均化回路６
と、減算回路７と、Ｃ／Ｎ変換回路８とを基本的に備え
る。
。このＣ／Ｎ測定回路は、Ａ／Ｄ変換器１と、絶対値操
作回路２と、第１の平均化回路３と、第１の２乗操作回
路４と、第２の２乗操作回路５と、第２の平均化回路６
と、減算回路７と、Ｃ／Ｎ変換回路８とを基本的に備え
る。
Ａ／Ｄ変換器１では、復調信号（アイパターンを形成す
るアナログ信号）を再生シンボルクロ・・ツクのタイミ
ング（信号点位置である）で標本（ヒし各標本値を量子
化ビット数ｎからなるディジタル時系列データｄ；（ｉ
＝ｏ、１，２．−・−、ｎ）へ変換し、それを絶対値操
作回路２と第２の２乗操作回路５とへ送出する。
るアナログ信号）を再生シンボルクロ・・ツクのタイミ
ング（信号点位置である）で標本（ヒし各標本値を量子
化ビット数ｎからなるディジタル時系列データｄ；（ｉ
＝ｏ、１，２．−・−、ｎ）へ変換し、それを絶対値操
作回路２と第２の２乗操作回路５とへ送出する。
絶対値操作回路２では、ディジタル時系列データｄ；の
絶対値１ｄｉｌを求める操作をし、それを第１の平均化
回路３へ与える。具体的には、この絶対値操作回路２は
、例えば第２図に示す如く、排他的論理和回路１２と加
算回路１３とで構成できる。第２図において、ｎ＝３と
した場合の絶対値操作を説明する。入力するディジタル
時系列データｄ；が、第１表に示す如く、値３から値−
４までの正負値を３ビツトで表現し、負数は２の補数で
表現されている場合、排他的論理和回路１２では入力し
たディジタル時系列データｄＢ（ｉ＝０゜１．２）の最
上位ビット（ＭＳＢ）が” １ ”のとき、即ち入力値
が負値のときは全３ビツトの論理値を反転してそれを加
算回路１３の一方の入力へ与える。なお、Ｍ Ｓ Ｂ
＝ ” １ ”のときは、全３ビツトの論理値をそのま
ま加算回路１３の一方の入力へ与える。そして、加算回
路１３では、ＭＳＢの内容が他方の入力へ与えられるの
で、排他的論理和回路１２の出力にＭＳＢの内容（”
１ ”または“０゛）を加える操作を行う。その結果、
第２表に示す如き絶対値が得られる。
絶対値１ｄｉｌを求める操作をし、それを第１の平均化
回路３へ与える。具体的には、この絶対値操作回路２は
、例えば第２図に示す如く、排他的論理和回路１２と加
算回路１３とで構成できる。第２図において、ｎ＝３と
した場合の絶対値操作を説明する。入力するディジタル
時系列データｄ；が、第１表に示す如く、値３から値−
４までの正負値を３ビツトで表現し、負数は２の補数で
表現されている場合、排他的論理和回路１２では入力し
たディジタル時系列データｄＢ（ｉ＝０゜１．２）の最
上位ビット（ＭＳＢ）が” １ ”のとき、即ち入力値
が負値のときは全３ビツトの論理値を反転してそれを加
算回路１３の一方の入力へ与える。なお、Ｍ Ｓ Ｂ
＝ ” １ ”のときは、全３ビツトの論理値をそのま
ま加算回路１３の一方の入力へ与える。そして、加算回
路１３では、ＭＳＢの内容が他方の入力へ与えられるの
で、排他的論理和回路１２の出力にＭＳＢの内容（”
１ ”または“０゛）を加える操作を行う。その結果、
第２表に示す如き絶対値が得られる。
第１表 第２表
次に、第１の平均化回路３では、十分に長いＮ（Ｎ〉０
の整数）シンボルの間平均をとる操作をし、その平均値
を第１の２乗操作回路４へ与える。
の整数）シンボルの間平均をとる操作をし、その平均値
を第１の２乗操作回路４へ与える。
具体的には、この第１の平均化回路３は、例えば第３図
に示す如く、加算回路１３と１サンプル遅延回路１４と
、割算回路１５とで構成される。
に示す如く、加算回路１３と１サンプル遅延回路１４と
、割算回路１５とで構成される。
加算回路１３と１サンプル遅延回路１４はＮシンボルの
間の入力値を積分する積分回路であって。
間の入力値を積分する積分回路であって。
割算回路１５はこの積分回路の出力値をシンボル数Ｎで
割算し平均値を求める操作を行う。なお、１サンプル遅
延回路１４はＮシンボルごとにリセットされる。
割算し平均値を求める操作を行う。なお、１サンプル遅
延回路１４はＮシンボルごとにリセットされる。
ここで、信号に相加される雑音成分は、雑音がない場合
の信号点の振幅Ａを中心としたガウス分布を示すので、
以上の処置によって雑音成分は相殺し合う。つまり、第
１の平均化回路３の出力は雑音がない場合の信号点の振
幅Ａを与えることになる。従って、振幅Ａは前記式（２
）で与えられる。また、信号電力Ｓは第１の２乗操作回
路４の出力に得られる。
の信号点の振幅Ａを中心としたガウス分布を示すので、
以上の処置によって雑音成分は相殺し合う。つまり、第
１の平均化回路３の出力は雑音がない場合の信号点の振
幅Ａを与えることになる。従って、振幅Ａは前記式（２
）で与えられる。また、信号電力Ｓは第１の２乗操作回
路４の出力に得られる。
一方、Ａ／Ｄ変換器１の出力は、第２の２乗操作回路５
において２乗操作が施され、さらに第２の平均化回路６
において、前゛記第１の平均化回路３と同様に、十分に
長いＮ （Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間の平均がとられ
る。その結果、前記式（５）の第１項が得られるので、
減算回路７において第２の平均化回路６の出力値から第
１の２乗操作回路４の出力値を減ずることを行い前記式
〈５〉で示される雑音電力 σ２を得ることができる。
において２乗操作が施され、さらに第２の平均化回路６
において、前゛記第１の平均化回路３と同様に、十分に
長いＮ （Ｎ＞Ｏの整数）シンボルの間の平均がとられ
る。その結果、前記式（５）の第１項が得られるので、
減算回路７において第２の平均化回路６の出力値から第
１の２乗操作回路４の出力値を減ずることを行い前記式
〈５〉で示される雑音電力 σ２を得ることができる。
斯くして、Ｃ／Ｎ変換回路８では、第１の２乗操作回路
の出力（信号電力Ｓ）と減算回路７の出力（雑音電力σ
）の比をとることができ、測定Ｃ／Ｎを得ることがで
きる。なお、このＣ／Ｎ変換回路８の構成方式であるが
、実際の入力値に対し割算をする方式、あるいは各々の
入力値の対数をとって減算を行う方式等の他に、簡単な
構成方式として第４図に示すものがある。第４図におい
て、符号１６はＲＯＭからなる変換テーブルである。こ
の変換テーブル１６にはＳ／σ２の各種計算値が設定し
てあり、信号電力Ｓと雑音電力σ２ を読出アドレスと
して与えるようにしたものである。
の出力（信号電力Ｓ）と減算回路７の出力（雑音電力σ
）の比をとることができ、測定Ｃ／Ｎを得ることがで
きる。なお、このＣ／Ｎ変換回路８の構成方式であるが
、実際の入力値に対し割算をする方式、あるいは各々の
入力値の対数をとって減算を行う方式等の他に、簡単な
構成方式として第４図に示すものがある。第４図におい
て、符号１６はＲＯＭからなる変換テーブルである。こ
の変換テーブル１６にはＳ／σ２の各種計算値が設定し
てあり、信号電力Ｓと雑音電力σ２ を読出アドレスと
して与えるようにしたものである。
以上が本発明によるＣ／Ｎ測定回路の原理であるが、本
回路を適用するに当っては伝送路上で受ける信号の歪、
あるいはフィルタ系の不整合による符号量干渉がなく、
かつ、伝送路上で相加される雑音がガウス雑音である必
要がある。
回路を適用するに当っては伝送路上で受ける信号の歪、
あるいはフィルタ系の不整合による符号量干渉がなく、
かつ、伝送路上で相加される雑音がガウス雑音である必
要がある。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路によれば
、復調信号にディジタル数値演算を施して信号電力と雑
音電力とを得ることができるので、従来の如きＩＦ帯で
の繁雑な操作を行う必要がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を
可能とし、またいかなる測定器具も不要である。本発明
のＣ／Ｎ測定回路は復調器に組み込むことあるいは外付
けすることが可能であって、いずれの場合でも復調器単
体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ測定を行
うことができる。そして、本回路はディジタル回路で構
成されているので、無調整で高安定な動作を期待でき、
ＬＳＩ化による小形化が可能である、等の効果が得られ
る。
、復調信号にディジタル数値演算を施して信号電力と雑
音電力とを得ることができるので、従来の如きＩＦ帯で
の繁雑な操作を行う必要がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を
可能とし、またいかなる測定器具も不要である。本発明
のＣ／Ｎ測定回路は復調器に組み込むことあるいは外付
けすることが可能であって、いずれの場合でも復調器単
体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ測定を行
うことができる。そして、本回路はディジタル回路で構
成されているので、無調整で高安定な動作を期待でき、
ＬＳＩ化による小形化が可能である、等の効果が得られ
る。
第１図は本発明の一実施例に係るＣ／Ｎ測定回路の構成
ブロック図、第２図は絶対値操作回路の構成ブロック図
、第３図は平均化回路の構成ブロツク図、第４図はＣ／
Ｎ２ｔ’Ａ回路の構成ブロック図、第５図は従来のＣ／
Ｎ測定回路の構成ブロック図である。 １・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、 ２・・・・・・絶対値
操作回路、３・・・・・・第１の平均化回路、 ４・・
・・・第１の２乗操作回路、 ５・・・・・・第２の２
乗操作回路、 ６・・・・・・第２の平均１ヒ回路、
７・・・・・減算回路、 ８・・・・・・Ｃ／ Ｎ 変
換回路、 ９・・・・・・バンドパスフィルタ、１０・
・・・・・復調器、 １２・・・・・・排他的論理和回
路、１３・・・・・・加算回路、 １４・・・・・・
１サンプル遅延回路、 １５・・・・・・割算回路、
１６・・・・・・ＲＯＭ （変換テーブル）。 代理人 弁理士 八 幡 義 博 ジトミｆニジＪ（ｔすＣ／Ｎし更・］定ロブも−め７浜
Ｊ内ｉイ多り第 ／ 固 ｉ−・、−４非他泊り客ｉ乳釦回路、 ／Ｊ−−−一
カ夏回路２第 ２ 区 す七ット ｊｆ’−カイ（１回路ンクした一トノさ之例第 ３ 図 Ｃ／Ｎ灸便回簿０藺威勿ｉ 半４ 図 に釆のＣ／Ｎ ５判定回路Ｊ醪ｐ尺１グ１第 ５ 図
ブロック図、第２図は絶対値操作回路の構成ブロック図
、第３図は平均化回路の構成ブロツク図、第４図はＣ／
Ｎ２ｔ’Ａ回路の構成ブロック図、第５図は従来のＣ／
Ｎ測定回路の構成ブロック図である。 １・・・・・・Ａ／Ｄ変換器、 ２・・・・・・絶対値
操作回路、３・・・・・・第１の平均化回路、 ４・・
・・・第１の２乗操作回路、 ５・・・・・・第２の２
乗操作回路、 ６・・・・・・第２の平均１ヒ回路、
７・・・・・減算回路、 ８・・・・・・Ｃ／ Ｎ 変
換回路、 ９・・・・・・バンドパスフィルタ、１０・
・・・・・復調器、 １２・・・・・・排他的論理和回
路、１３・・・・・・加算回路、 １４・・・・・・
１サンプル遅延回路、 １５・・・・・・割算回路、
１６・・・・・・ＲＯＭ （変換テーブル）。 代理人 弁理士 八 幡 義 博 ジトミｆニジＪ（ｔすＣ／Ｎし更・］定ロブも−め７浜
Ｊ内ｉイ多り第 ／ 固 ｉ−・、−４非他泊り客ｉ乳釦回路、 ／Ｊ−−−一
カ夏回路２第 ２ 区 す七ット ｊｆ’−カイ（１回路ンクした一トノさ之例第 ３ 図 Ｃ／Ｎ灸便回簿０藺威勿ｉ 半４ 図 に釆のＣ／Ｎ ５判定回路Ｊ醪ｐ尺１グ１第 ５ 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ディジタル信号にディジタル変調を施した信号を伝送す
るディジタル通信システムの受信側において搬送波電力
対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路であ
つて；受信復調された復調信号をその復調の際に再生さ
れたシンボルクロックのタイミングで標本化し各標本値
を量子化ビット数ｎからなるディジタル時系列データへ
変換するＡ／Ｄ変換器と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受
けて各ディジタル時系列データについて絶対値操作を行
う絶対値操作回路と；Ｎ（Ｎ＞０の整数）シンボルの間
における前記絶対値操作回路の出力について平均化処理
を行う第１の平均化回路と；前記第１の平均化回路の出
力を受けて２乗操作を行う第１の２乗操作回路と；前記 Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて各ディジタル時系列データ
について２乗操作を行う第２の２乗操作回路と；Ｎ（Ｎ
＞０の整数）シンボルの間における前記第２の２乗操作
回路の出力について平均化処理を行う第２の平均化回路
と；前記第２の平均化回路の出力値から前記第１の２乗
操作回路の出力値を減ずる減算回路と；前記第１の２乗
操作回路および前記減算回路の各出力を受けて前記比（
Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ変換回路と；を備えたことを
特徴とするＣ／Ｎ測定回路。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62-156044A JPH01843A (ja) | 1987-06-23 | Ｃ／ｎ測定回路 | |
| AU18248/88A AU594621B2 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| EP88305685A EP0296822B1 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| CA000570052A CA1332450C (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| DE3886107T DE3886107T2 (de) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Träger/Rausch-Detektor für digitale Übertragungssysteme. |
| DE3854505T DE3854505T2 (de) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Phasengesteuerte Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation. |
| EP92201171A EP0497433B1 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Phase controlled demodulation system for digital communication |
| US07/210,653 US4835790A (en) | 1987-06-23 | 1988-06-23 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| CA000616675A CA1333922C (en) | 1987-06-23 | 1993-07-22 | Phase controlled demodulation system for digital communication |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62-156044A JPH01843A (ja) | 1987-06-23 | Ｃ／ｎ測定回路 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS64843A JPS64843A (en) | 1989-01-05 |
| JPH01843A true JPH01843A (ja) | 1989-01-05 |
| JPH0450783B2 JPH0450783B2 (ja) | 1992-08-17 |
Family
ID=
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