JPH0450783B2 - - Google Patents
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- JPH0450783B2 JPH0450783B2 JP15604487A JP15604487A JPH0450783B2 JP H0450783 B2 JPH0450783 B2 JP H0450783B2 JP 15604487 A JP15604487 A JP 15604487A JP 15604487 A JP15604487 A JP 15604487A JP H0450783 B2 JPH0450783 B2 JP H0450783B2
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- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 29
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 21
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 11
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001151 other effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
（産業上の利用分野）
本発明は、デイジタル信号にデイジタル変調を
施した信号をを伝送するデイジタル通信システム
の受信側において搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／
Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路に関する。 （従来の技術） デイジタル通信システムでは、復調器あるい
は、復調器を含む伝送路全体の性能を評価するた
め、復調器で復号された符号のビツト誤り率
（BER）に対する性能指数として伝送情報１ビツ
ト当りのエネルギー対雑音電力密度との比
（Eb／Np）を定義するが、これは次の式(1)で示す
如く計算によつて求められる。 Eb／Np＝Ｃ／Ｎ・Ｂ／Ｒ ……(1) ここで、Ｃ／Ｎは搬送波電力対雑音電力比、Ｂ
は復調器の等価雑音帯域幅、Ｒはデータ伝送速度
で、２−PSK変調方式ではシンボルレートと一
致するが、４−PSK変調方式ではシンボルレー
トの２倍となることは良く知られている通りであ
る。 ところで、式(1)から明らかなように、Eb／Np
を求めるにはＣ／Ｎを測定する必要がある。そこ
で、例えば衛星回線におけるEb／Npを決定する
場合の従来のＣ／Ｎ測定方式は、第５図に示す如
く、衛星の中継器に比べて狭帯域の復調器１０の
前段にバンドパスフイルタ９を配置し、受信変調
信号が入力される復調器１０の入力のIF帯で
Ｃ／Ｎを測定するようにしている。その測定手順
は、まずバンドパスフイルタ９の帯域の中心に無
変調波あるいは変調波を送信して、バンドパスフ
イルタ９出力の電力を測定しＣ＋Ｎを求める。次
に、無変調波あるいは変調波の送信を止めるか、
または送信搬送波周波数をずらして受信信号がバ
ンドパスフイルタ９の帯域外となるようにしてバ
ンドパスフイルタ９の出力電力を測定し、Ｎを求
める。そして、先に求めたＣ＋ＮからＮを引くと
Ｃが求まり、両者からＣ／Ｎが求まる。 なお、この場合のＢはバンドパスフイルタ９の
等価雑音帯域幅である。 （発明が解決しようとする問題点） しかし、前述した従来のＣ／Ｎ測定方式には次
の如き種々の問題点がある。 まず、正確な等価雑音帯域幅が既知であるバン
ドパスフイルタが測定用として必要であり、ま
た、電力計等の測定器が別に必要である。 また、Ｃ／Ｎの測定では無変調波あるいは変調
波を送信し、それを止めるか周波数をずらす操作
をIF帯においてするので、操作が繁雑であるだ
けでなく、適用状態においてＣ／Ｎ測定を行うこ
とが困難である。 本発明は、このような従来の問題点に鑑みなさ
れたもので、その目的は、運用時におけるＣ／Ｎ
測定を簡単かつ容易に、しかも正確に行うことが
できるＣ／Ｎ測定回路を提供することにある。 （問題点を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明のＣ／Ｎ測
定回路は次の如き構成を有する。 即ち、本発明のＣ／Ｎ測定回路は、デイジタル
信号にデイジタル変調を施した信号を伝送するデ
イジタル通信システムの受信側において搬送波電
力対雑音電力化（Ｃ／Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定
回路であつて；受信復調された復調信号をその復
調の際に再生されたシンボルクロツクのタイミン
グで標本化し各標本値を量子化ビツト数ｎからな
るデイジタル時系列データへ変換するＡ／Ｄ変換
器と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて各デイジ
タル時系列データについて絶対値操作を行う絶対
値操作回路と；Ｎ（Ｎ＞０の整数）シンボルの間
における前記絶対値操作回路の出力について平均
化処理を行う第１の平均化回路と；前記第１の平
均化回路の出力を受けて２乗操作を行う第１の２
乗操作回路と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて
各デイジタル時系列データについて２乗操作の行
う第２の２乗操作回路と；Ｎ（Ｎ＞０の整数）シ
ンボルの間における前記第２の２乗操作回路の出
力について平均化処理を行う第２を行う平均化回
路と；前記第２の平均化回路の出力値から前記第
１の２乗操作回路の出力値を減ずる減算回路と；
前記第１の２乗操作回路および前記減算回路の各
出力を受けて前記比（Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ
変換回路と；を備えたことを特徴とするものであ
る。 （作用） 次に、前記の如く構成される本発明のＣ／Ｎ測
定回路の作用を説明する。 Ａ／Ｄ変換器は、受信復調された復調信号（ア
イパターンを形成するアナログ信号）をその復調
の際に再生されたシンボルクロツクのタイミング
で標本化し、各標本値を量子化ビツト数ｎからな
るデイジタル時系列データへ変換する。 このＡ／Ｄ変換器の出力は、復調信号の信号点
における振幅値を示すが、これはまず絶対値操作
回路、第１の平均化回路においてそれぞれ絶対値
がとられ、十分に長いＮ（ｎ＞０の整数）シルボ
ル間平均化される。その結果、信号に相加された
雑音成分が相殺され第１の平均化回路の出力には
雑音成分のない信号（振幅値）が得られる。 従つて第１の２乗操作回路の出力には、雑音が
ない場合の信号電力Ｓが得られる。これを式で示
せば次の如くになる。 Ａ／Ｄ変換器の出力である時系列データをdi
（ｉ＝０，１，２，……，ｎ）、雑音がない場合の
信号点の振幅をＡ、雑音がない場合の復調信号の
電力をＳ、平均操作を行うシンボル数をＮとすれ
ば、 Ａ＝１／ＮN-1 Σi-0 (Q)di(Q) ……(2) Ｓ＝A2 ……(3) ところで、復調信号に相加された雑音成分は雑
音がない場合の信号点の振幅Ａを中心としたガウ
ス分布を示すが、その雑音成分の電力σ2は σ2＝１／ＮN-1 Σi-0 （(Q)di(Q)−Ａ）2 ……(4) で表され、式(2)を考慮すると σ2＝１／ＮN-1 Σi-0 di 2−A2 ……(5) となる。 即ち、Ａ／Ｄ変換器の出力を第２の２乗操作回
路において２乗操作し、さらに第２の平均化回路
において十分に長いＮシンボル間の平均化処理す
れば式(5)の第１項が得られるから、減算回路にお
いて、前記第２の平均化回路の出力値から前記第
１の２乗操作回路の出力値を減ずることで式(5)に
示す雑音電力σ2が得られる。 その結果、Ｃ／Ｎ変換回路において第１の２乗
操作回路の出力（信号電力Ｓ）と減算回路の出力
（雑音電力σ2）の比をとることでＣ／Ｎの測定を
得ることができる。 以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路
によれば、復調信号にデイジタル数値演算を施し
て信号電力と雑音電力とを得ることができるの
で、従来の如きIF帯での繁雑な操作を行う必要
がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を可能とし、またい
かなる測定器具も不要である。本発明のＣ／Ｎ測
定回路は復調器に組み込むことあるいは外付けす
ることが可能であつて、いずれの場合でも復調器
単体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ
測定を行うことができる。そして、本回路はデイ
ジタル回路で構成されているので、無調整で高安
定な動作を期待でき、LSI化による小形化が可能
である、等の効果が得られる。 （実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。 第１図は本発明の一実施例に係るＣ／Ｎ測定回
路を示す。このＣ／Ｎ測定回路は、Ａ／Ｄ変換器
１と、絶対値操作回路２と、第１の平均化回路３
と、第１の２乗操作回路４と、第２の２乗操作回
路５と、第２の平均化回路６と、減算回路７と、
Ｃ／Ｎ変換回路８とを基本的に備える。 Ａ／Ｄ変換器１では、復調信号（アイパターン
を形成するアナログ信号）を再生シンボルクロツ
クのタイミング（信号点位置である）で標本化し
各標本値を量子化ビツト数ｎからなるデイジタル
時系列データdi（ｉ＝０，１，２，……，ｎ）へ
変換し、それを絶対値操作回路２と第２の２乗操
作回路５とへ送出する。 絶対値操作回路２では、デイジタル時系列デー
タdiの絶対値(Q)di(Q)を求める操作をし、それを第
１の平均化回路３へ与える。具体的には、この絶
対値操作回路２は、例えば第２図に示す如く、排
他的論理和回路１２と加算回路１３とで構成でき
る。第２図において、ｎ＝３とした場合の絶対値
操作を説明する。入力するデイジタル時系列デー
タdiが、第１表に示す如く、値３から値−４まで
の正負値を３ビツトで表現し、負数は２の補数で
表現されている場合、排他的論理和回路１２では
入力したデイジタル時系列データdi（ｉ＝０，１，
２）の最上位ビツト（MSB）が“１”のとき、
即ち入力値が負値のときは全３ビツトの論理値を
反転してそれを加算回路１３の一方の入力へ与え
る。なお、MSB＝“１”のときは、全３ビツトの
論理値をそのまま加算回路１３の一方の入力へ与
える。そして、加算回路１３では、MSBの内容
が他方の入力へ与えられるので、排他的論理和回
路１２の出力にMSBの内容（“１”または“０”）
を加える操作を行う。その結果、第２表に示す如
き絶対値が得られる。
施した信号をを伝送するデイジタル通信システム
の受信側において搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／
Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定回路に関する。 （従来の技術） デイジタル通信システムでは、復調器あるい
は、復調器を含む伝送路全体の性能を評価するた
め、復調器で復号された符号のビツト誤り率
（BER）に対する性能指数として伝送情報１ビツ
ト当りのエネルギー対雑音電力密度との比
（Eb／Np）を定義するが、これは次の式(1)で示す
如く計算によつて求められる。 Eb／Np＝Ｃ／Ｎ・Ｂ／Ｒ ……(1) ここで、Ｃ／Ｎは搬送波電力対雑音電力比、Ｂ
は復調器の等価雑音帯域幅、Ｒはデータ伝送速度
で、２−PSK変調方式ではシンボルレートと一
致するが、４−PSK変調方式ではシンボルレー
トの２倍となることは良く知られている通りであ
る。 ところで、式(1)から明らかなように、Eb／Np
を求めるにはＣ／Ｎを測定する必要がある。そこ
で、例えば衛星回線におけるEb／Npを決定する
場合の従来のＣ／Ｎ測定方式は、第５図に示す如
く、衛星の中継器に比べて狭帯域の復調器１０の
前段にバンドパスフイルタ９を配置し、受信変調
信号が入力される復調器１０の入力のIF帯で
Ｃ／Ｎを測定するようにしている。その測定手順
は、まずバンドパスフイルタ９の帯域の中心に無
変調波あるいは変調波を送信して、バンドパスフ
イルタ９出力の電力を測定しＣ＋Ｎを求める。次
に、無変調波あるいは変調波の送信を止めるか、
または送信搬送波周波数をずらして受信信号がバ
ンドパスフイルタ９の帯域外となるようにしてバ
ンドパスフイルタ９の出力電力を測定し、Ｎを求
める。そして、先に求めたＣ＋ＮからＮを引くと
Ｃが求まり、両者からＣ／Ｎが求まる。 なお、この場合のＢはバンドパスフイルタ９の
等価雑音帯域幅である。 （発明が解決しようとする問題点） しかし、前述した従来のＣ／Ｎ測定方式には次
の如き種々の問題点がある。 まず、正確な等価雑音帯域幅が既知であるバン
ドパスフイルタが測定用として必要であり、ま
た、電力計等の測定器が別に必要である。 また、Ｃ／Ｎの測定では無変調波あるいは変調
波を送信し、それを止めるか周波数をずらす操作
をIF帯においてするので、操作が繁雑であるだ
けでなく、適用状態においてＣ／Ｎ測定を行うこ
とが困難である。 本発明は、このような従来の問題点に鑑みなさ
れたもので、その目的は、運用時におけるＣ／Ｎ
測定を簡単かつ容易に、しかも正確に行うことが
できるＣ／Ｎ測定回路を提供することにある。 （問題点を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明のＣ／Ｎ測
定回路は次の如き構成を有する。 即ち、本発明のＣ／Ｎ測定回路は、デイジタル
信号にデイジタル変調を施した信号を伝送するデ
イジタル通信システムの受信側において搬送波電
力対雑音電力化（Ｃ／Ｎ）を測定するＣ／Ｎ測定
回路であつて；受信復調された復調信号をその復
調の際に再生されたシンボルクロツクのタイミン
グで標本化し各標本値を量子化ビツト数ｎからな
るデイジタル時系列データへ変換するＡ／Ｄ変換
器と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて各デイジ
タル時系列データについて絶対値操作を行う絶対
値操作回路と；Ｎ（Ｎ＞０の整数）シンボルの間
における前記絶対値操作回路の出力について平均
化処理を行う第１の平均化回路と；前記第１の平
均化回路の出力を受けて２乗操作を行う第１の２
乗操作回路と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力を受けて
各デイジタル時系列データについて２乗操作の行
う第２の２乗操作回路と；Ｎ（Ｎ＞０の整数）シ
ンボルの間における前記第２の２乗操作回路の出
力について平均化処理を行う第２を行う平均化回
路と；前記第２の平均化回路の出力値から前記第
１の２乗操作回路の出力値を減ずる減算回路と；
前記第１の２乗操作回路および前記減算回路の各
出力を受けて前記比（Ｃ／Ｎ）を出力するＣ／Ｎ
変換回路と；を備えたことを特徴とするものであ
る。 （作用） 次に、前記の如く構成される本発明のＣ／Ｎ測
定回路の作用を説明する。 Ａ／Ｄ変換器は、受信復調された復調信号（ア
イパターンを形成するアナログ信号）をその復調
の際に再生されたシンボルクロツクのタイミング
で標本化し、各標本値を量子化ビツト数ｎからな
るデイジタル時系列データへ変換する。 このＡ／Ｄ変換器の出力は、復調信号の信号点
における振幅値を示すが、これはまず絶対値操作
回路、第１の平均化回路においてそれぞれ絶対値
がとられ、十分に長いＮ（ｎ＞０の整数）シルボ
ル間平均化される。その結果、信号に相加された
雑音成分が相殺され第１の平均化回路の出力には
雑音成分のない信号（振幅値）が得られる。 従つて第１の２乗操作回路の出力には、雑音が
ない場合の信号電力Ｓが得られる。これを式で示
せば次の如くになる。 Ａ／Ｄ変換器の出力である時系列データをdi
（ｉ＝０，１，２，……，ｎ）、雑音がない場合の
信号点の振幅をＡ、雑音がない場合の復調信号の
電力をＳ、平均操作を行うシンボル数をＮとすれ
ば、 Ａ＝１／ＮN-1 Σi-0 (Q)di(Q) ……(2) Ｓ＝A2 ……(3) ところで、復調信号に相加された雑音成分は雑
音がない場合の信号点の振幅Ａを中心としたガウ
ス分布を示すが、その雑音成分の電力σ2は σ2＝１／ＮN-1 Σi-0 （(Q)di(Q)−Ａ）2 ……(4) で表され、式(2)を考慮すると σ2＝１／ＮN-1 Σi-0 di 2−A2 ……(5) となる。 即ち、Ａ／Ｄ変換器の出力を第２の２乗操作回
路において２乗操作し、さらに第２の平均化回路
において十分に長いＮシンボル間の平均化処理す
れば式(5)の第１項が得られるから、減算回路にお
いて、前記第２の平均化回路の出力値から前記第
１の２乗操作回路の出力値を減ずることで式(5)に
示す雑音電力σ2が得られる。 その結果、Ｃ／Ｎ変換回路において第１の２乗
操作回路の出力（信号電力Ｓ）と減算回路の出力
（雑音電力σ2）の比をとることでＣ／Ｎの測定を
得ることができる。 以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路
によれば、復調信号にデイジタル数値演算を施し
て信号電力と雑音電力とを得ることができるの
で、従来の如きIF帯での繁雑な操作を行う必要
がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を可能とし、またい
かなる測定器具も不要である。本発明のＣ／Ｎ測
定回路は復調器に組み込むことあるいは外付けす
ることが可能であつて、いずれの場合でも復調器
単体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ
測定を行うことができる。そして、本回路はデイ
ジタル回路で構成されているので、無調整で高安
定な動作を期待でき、LSI化による小形化が可能
である、等の効果が得られる。 （実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。 第１図は本発明の一実施例に係るＣ／Ｎ測定回
路を示す。このＣ／Ｎ測定回路は、Ａ／Ｄ変換器
１と、絶対値操作回路２と、第１の平均化回路３
と、第１の２乗操作回路４と、第２の２乗操作回
路５と、第２の平均化回路６と、減算回路７と、
Ｃ／Ｎ変換回路８とを基本的に備える。 Ａ／Ｄ変換器１では、復調信号（アイパターン
を形成するアナログ信号）を再生シンボルクロツ
クのタイミング（信号点位置である）で標本化し
各標本値を量子化ビツト数ｎからなるデイジタル
時系列データdi（ｉ＝０，１，２，……，ｎ）へ
変換し、それを絶対値操作回路２と第２の２乗操
作回路５とへ送出する。 絶対値操作回路２では、デイジタル時系列デー
タdiの絶対値(Q)di(Q)を求める操作をし、それを第
１の平均化回路３へ与える。具体的には、この絶
対値操作回路２は、例えば第２図に示す如く、排
他的論理和回路１２と加算回路１３とで構成でき
る。第２図において、ｎ＝３とした場合の絶対値
操作を説明する。入力するデイジタル時系列デー
タdiが、第１表に示す如く、値３から値−４まで
の正負値を３ビツトで表現し、負数は２の補数で
表現されている場合、排他的論理和回路１２では
入力したデイジタル時系列データdi（ｉ＝０，１，
２）の最上位ビツト（MSB）が“１”のとき、
即ち入力値が負値のときは全３ビツトの論理値を
反転してそれを加算回路１３の一方の入力へ与え
る。なお、MSB＝“１”のときは、全３ビツトの
論理値をそのまま加算回路１３の一方の入力へ与
える。そして、加算回路１３では、MSBの内容
が他方の入力へ与えられるので、排他的論理和回
路１２の出力にMSBの内容（“１”または“０”）
を加える操作を行う。その結果、第２表に示す如
き絶対値が得られる。
【表】
３ビツトによる正 絶対値
負表示
次に、第１の平均化回路３では、十分に長いＮ
（Ｎ＞０の整数）シンボルの間平均をとる操作を
し、その平均値を第１の２乗操作回路４へ与え
る。 具体的には、この第１の平均化回路３は、例え
ば第３図に示す如く、加算回路１３と１サンプル
遅延回路１４と、割算回路１５とで構成される。 加算回路１３と１サンプル遅延回路１４はＮシ
ンボルの間の入力値を積分する積分回路であつ
て、割算回路１５はこの積分回路の出力値をシン
ボル数Ｎで割算し平均値を求める操作を行う。な
お、１サンプル遅延回路１４はＮシンボルごとに
リセツトされる。 ここで、信号に相加される雑音成分は、雑音が
少ない場合の信号点の振幅Ａを中心としたガウス
分布を示すので、以上の処置によつて雑音成分は
相殺し合う。つまり、第１の平均化回路３の出力
は雑音がない場合の信号点の振幅Ａを与えること
になる。従つて、振幅Ａは前記式(2)で与えられ
る。また、信号電力Ｓは第１の２乗操作回路４の
出力に得られる。 一方、Ａ／Ｄ変換器１の出力は、第２の２乗操
作回路５において２乗操作が施され、さらに第２
の平均化回路６において、前記第１の平均化回路
３と同様に、十分に長いＮ（Ｎ＞０の整数）シン
ボルの間の平均がとられる。その結果、前記式(5)
の第１項が得られるので、減算回路７において第
２の平均化回路６の出力値から第１の２乗操作回
路４の出力値を減ずることを行い前記式(5)で示さ
れる雑音電力σ2を得ることができる。 斯くして、Ｃ／Ｎ変換回路８では、第１の２乗
操作回路の出力（信号電力Ｓ）と減算回路７の出
力（雑音電力σ2）の比をとることができ、測定
Ｃ／Ｎを得ることができる。なお、このＣ／Ｎ変
換回路８の構成方法であるが、実際の入力値に対
し割算をする方式、あるいは各々の入力値の対数
をとつて減算を行う方式等の他に、簡単な構成方
式として第４図に示すものがある。第４図におい
て、符号１６はROMからなる変換テーブルであ
る。この変換テーブル１６にはＳ／σ2の各種計算
値が設定してあり、信号電力Ｓと雑音電力σ2を読
出アドレスとして与えるようにしたものである。 以上が本発明によるＣ／Ｎ測定回路の原理であ
るが、本回路を適用するに当つては伝送路上で受
ける信号の歪、あるいはフイルタ系の不整合によ
る符号間干渉がなく、かつ、伝送路上で相加され
る雑音がガウス雑音である必要がある。 （発明の効果） 以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路
によれば、復調信号にデイジタル数値演算を施し
て信号電力と雑音電力とを得ることができるの
で、従来の如きIF帯での繁雑な操作を行う必要
がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を可能とし、またい
かなる測定器具も不要である。本発明のＣ／Ｎ測
定回路は復調器に組み込むことあるいは取付けす
ることが可能であつて、いずれの場合でも復調器
単体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ
測定を行うことができる。そして、本回路はデイ
ジタル回路で構成されているので、無調整で高安
定な動作を期待でき、LSI化による小形化が可能
である、等の効果が得られる。
負表示
次に、第１の平均化回路３では、十分に長いＮ
（Ｎ＞０の整数）シンボルの間平均をとる操作を
し、その平均値を第１の２乗操作回路４へ与え
る。 具体的には、この第１の平均化回路３は、例え
ば第３図に示す如く、加算回路１３と１サンプル
遅延回路１４と、割算回路１５とで構成される。 加算回路１３と１サンプル遅延回路１４はＮシ
ンボルの間の入力値を積分する積分回路であつ
て、割算回路１５はこの積分回路の出力値をシン
ボル数Ｎで割算し平均値を求める操作を行う。な
お、１サンプル遅延回路１４はＮシンボルごとに
リセツトされる。 ここで、信号に相加される雑音成分は、雑音が
少ない場合の信号点の振幅Ａを中心としたガウス
分布を示すので、以上の処置によつて雑音成分は
相殺し合う。つまり、第１の平均化回路３の出力
は雑音がない場合の信号点の振幅Ａを与えること
になる。従つて、振幅Ａは前記式(2)で与えられ
る。また、信号電力Ｓは第１の２乗操作回路４の
出力に得られる。 一方、Ａ／Ｄ変換器１の出力は、第２の２乗操
作回路５において２乗操作が施され、さらに第２
の平均化回路６において、前記第１の平均化回路
３と同様に、十分に長いＮ（Ｎ＞０の整数）シン
ボルの間の平均がとられる。その結果、前記式(5)
の第１項が得られるので、減算回路７において第
２の平均化回路６の出力値から第１の２乗操作回
路４の出力値を減ずることを行い前記式(5)で示さ
れる雑音電力σ2を得ることができる。 斯くして、Ｃ／Ｎ変換回路８では、第１の２乗
操作回路の出力（信号電力Ｓ）と減算回路７の出
力（雑音電力σ2）の比をとることができ、測定
Ｃ／Ｎを得ることができる。なお、このＣ／Ｎ変
換回路８の構成方法であるが、実際の入力値に対
し割算をする方式、あるいは各々の入力値の対数
をとつて減算を行う方式等の他に、簡単な構成方
式として第４図に示すものがある。第４図におい
て、符号１６はROMからなる変換テーブルであ
る。この変換テーブル１６にはＳ／σ2の各種計算
値が設定してあり、信号電力Ｓと雑音電力σ2を読
出アドレスとして与えるようにしたものである。 以上が本発明によるＣ／Ｎ測定回路の原理であ
るが、本回路を適用するに当つては伝送路上で受
ける信号の歪、あるいはフイルタ系の不整合によ
る符号間干渉がなく、かつ、伝送路上で相加され
る雑音がガウス雑音である必要がある。 （発明の効果） 以上説明したように、本発明のＣ／Ｎ測定回路
によれば、復調信号にデイジタル数値演算を施し
て信号電力と雑音電力とを得ることができるの
で、従来の如きIF帯での繁雑な操作を行う必要
がなく、運用時のＣ／Ｎ測定を可能とし、またい
かなる測定器具も不要である。本発明のＣ／Ｎ測
定回路は復調器に組み込むことあるいは取付けす
ることが可能であつて、いずれの場合でも復調器
単体として簡単かつ容易に、しかも正確にＣ／Ｎ
測定を行うことができる。そして、本回路はデイ
ジタル回路で構成されているので、無調整で高安
定な動作を期待でき、LSI化による小形化が可能
である、等の効果が得られる。
第１図は本発明の一実施例に係るＣ／Ｎ測定回
路の構成ブロツク図、第２図は絶対値操作回路の
構成ブロツク図、第３図は平均化回路の構成ブロ
ツク図、第４図はＣ／Ｎ変換回路の構成ブロツク
図、第５図は従来のＣ／Ｎ測定回路の構成ブロツ
ク図である。 １……Ａ／Ｄ変換器、２……絶対値操作回路、
３……第１の平均化回路、４……第１の２乗操作
回路、５……第２の２乗操作回路、６……第２の
平均化回路、７……減算回路、８……Ｃ／Ｎ変換
回路、９……バンドパスフイルタ、１０……復調
器、１２……排他的論理和回路、１３……加算回
路、１４……１サンプル遅延回路、１５……割算
回路、１６……ROM（変換テーブル）。
路の構成ブロツク図、第２図は絶対値操作回路の
構成ブロツク図、第３図は平均化回路の構成ブロ
ツク図、第４図はＣ／Ｎ変換回路の構成ブロツク
図、第５図は従来のＣ／Ｎ測定回路の構成ブロツ
ク図である。 １……Ａ／Ｄ変換器、２……絶対値操作回路、
３……第１の平均化回路、４……第１の２乗操作
回路、５……第２の２乗操作回路、６……第２の
平均化回路、７……減算回路、８……Ｃ／Ｎ変換
回路、９……バンドパスフイルタ、１０……復調
器、１２……排他的論理和回路、１３……加算回
路、１４……１サンプル遅延回路、１５……割算
回路、１６……ROM（変換テーブル）。
Claims (1)
- １ デイジタル信号にデイジタル変調を施した信
号を伝送するデイジタル通信システムの受信側に
おいて搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）を測定
するＣ／Ｎ測定回路であつて；受信復調された復
調信号をその復調の際に再生されたシンボルクロ
ツクのタイミングで標本化し各標本値を量子化ビ
ツト数ｎからなるデイジタル時系列データへ変換
するＡ／Ｄ変換器と；前記Ａ／Ｄ変換器の出力を
受けて各デイジタル時系列データについて絶対値
操作を行う絶対値操作回路と；Ｎ（Ｎ＞０の整数）
シンボルの間における前記絶対値操作回路の出力
について平均化処理を行う第１の平均化回路と；
前記第１の平均化回路の出力を受けて２乗操作を
行う第１の２乗操作回路と；前記Ａ／Ｄ変換器の
出力を受けて各デイジタル時系列データについて
２乗操作を行う第２の２乗操作回路と；Ｎ（Ｎ＞
０の整数）シンボルの間における前記第２の２乗
操作回路の出力について平均化処理を行う第２の
平均化回路理と；前記第２の平均化回路の出力値
から前記第１の２乗操作回路の出力値を減ずる減
算回路と；前記第１の２乗操作回路および前記減
算回路の各出力を受けて前記比（Ｃ／Ｎ）を出力
するＣ／Ｎ変換回路と；を備えたことを特徴とす
るＣ／Ｎ測定回路。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15604487A JPS64843A (en) | 1987-06-23 | 1987-06-23 | C/n measuring circuit |
| AU18248/88A AU594621B2 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| DE3854505T DE3854505T2 (de) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Phasengesteuerte Demodulationseinrichtung zur digitalen Kommunikation. |
| DE3886107T DE3886107T2 (de) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Träger/Rausch-Detektor für digitale Übertragungssysteme. |
| EP92201171A EP0497433B1 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Phase controlled demodulation system for digital communication |
| EP88305685A EP0296822B1 (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| CA000570052A CA1332450C (en) | 1987-06-23 | 1988-06-22 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| US07/210,653 US4835790A (en) | 1987-06-23 | 1988-06-23 | Carrier-to-noise detector for digital transmission systems |
| CA000616675A CA1333922C (en) | 1987-06-23 | 1993-07-22 | Phase controlled demodulation system for digital communication |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15604487A JPS64843A (en) | 1987-06-23 | 1987-06-23 | C/n measuring circuit |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01843A JPH01843A (ja) | 1989-01-05 |
| JPS64843A JPS64843A (en) | 1989-01-05 |
| JPH0450783B2 true JPH0450783B2 (ja) | 1992-08-17 |
Family
ID=15619093
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15604487A Granted JPS64843A (en) | 1987-06-23 | 1987-06-23 | C/n measuring circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS64843A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014521090A (ja) * | 2011-07-15 | 2014-08-25 | テラダイン・インコーポレーテッド | Ｄｕｔの信号特性を検出するためのａｔｅ |
| US10756829B1 (en) | 2019-12-03 | 2020-08-25 | Teradyne, Inc. | Determining error vector magnitude using cross-correlation |
| US11742970B1 (en) | 2022-07-21 | 2023-08-29 | Litepoint Corporation | Correcting error vector magnitude measurements |
| US11817913B1 (en) | 2022-05-11 | 2023-11-14 | Litepoint Corporation | Correcting error vector magnitude measurements |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2513315B2 (ja) * | 1989-05-31 | 1996-07-03 | 日本電気株式会社 | 搬送波電力対雑音電力比検出回路 |
-
1987
- 1987-06-23 JP JP15604487A patent/JPS64843A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014521090A (ja) * | 2011-07-15 | 2014-08-25 | テラダイン・インコーポレーテッド | Ｄｕｔの信号特性を検出するためのａｔｅ |
| US10756829B1 (en) | 2019-12-03 | 2020-08-25 | Teradyne, Inc. | Determining error vector magnitude using cross-correlation |
| US11817913B1 (en) | 2022-05-11 | 2023-11-14 | Litepoint Corporation | Correcting error vector magnitude measurements |
| US11742970B1 (en) | 2022-07-21 | 2023-08-29 | Litepoint Corporation | Correcting error vector magnitude measurements |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS64843A (en) | 1989-01-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |