JPH0193206A - パルスカウント型検波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、周波数変調された信号を復調するために用い
るパルスカウント型検波装置に関する。

従来の技術 第４図は従来のパルスカウント型検波装置の構成を示し
ている。同図で、１は周波数変調された信号の入力端子
、２はリミッタ、３はモノステープル・マルチバイブレ
ータ（以下ＭＭ）、４は低域通過フィルタ、５は出力端
子である。

上記構成で、入力端子１に入力された周波数変調波は、
リミッタ２によシ２値の信号に変換され（第５図（ａ）
）　、この信号のエツジでＭＭ３がトリガされ、パルス
巾（τｂ）が一定の信号が出力される（第５図（ｂ））
。この時、変調周波数が高くなると、ＭＭ３よシ出力さ
れるパルスのエネルギーは増加し、逆に低くなるとエネ
ルギーは減少するので、ＭＭ３よりは変調周波数に比例
した出力が得られる。次にＭＭ３の出力中からキャリア
成分をＬＰＦ４によシ除去し、第５図（ｃ）及び第６図
に示すように入力周波数に比例した出力電圧が得られる
。第５図（ｃ）でＶｂは無変調時の信号入力に対する出
力でキャリア周波数に対応する。

ＭＭ３としては、アナログ式とディジタル式があり、こ
の内ディジタル式のＭＭは、パルス巾−定のタイミング
を作り出すために外部よシ周波数の安定の高速タイミン
グロックを入力し、このクロックの分周によりタイミン
グを得る方式であり、無調整化が図られ、集積化にも適
している。

発明が解決しようとする問題点 しかしながら、上記従来のディジタル式ＭＭを用いた検
波装置では、可成シ高速のクロックを用いないと、クロ
ックのタイミング誤差によってアナログ式の検波装置に
比較して検波後のＳ／Ｎが劣るという問題点があった。

本発明は上記従来例の欠点を除去するものであシ、限ら
れたクロック周波数でＳ／Ｎを改善することが出来る優
れたパルスカウント型検波装置を提供することを目的と
するものである。

問題点を解決するだめの手段 本発明は上記目的を達成するために、ディジタル式のＭ
Ｍに、レベルシフト回路を設けると共に、デーティー比
を変え、そのために生じる検波後のオフセット電圧をレ
ベルシフト回路で補正するように構成したものである。

作用 従って本発明によれば、ＭＭのパルス巾を大きくしてジ
ッタによるＳ／Ｎの劣化を防止した際に生ずるデユーテ
ィ比の変動による電圧オフセットをレベルシフト回路で
補正することが出来るので、検波後のダイナミックレン
ジを大きく取れる効果を有する。

実施例 第１図、第２図は本発明の一実施例の構成を示すもので
ある。第１図において６は周波数変調された信号の入力
端子、７はディジタル型のＭＭでその出力はレベルシフ
ト回路８の入力端子９に接続されている。１０はレベル
シフト回路の出力端子であシ、第４図のＬＰＦ４へ接続
する。第２図はレベルシフト回路８を詳細に説明した図
である。

第２図において９はディジタル型のＭＭ７の出力信号の
入力端子でインバーター１２とスイッチ１３の制御端子
に接続されている。１４はスイッチでインバータ１２に
その制御端子が接続されている。スイッチ１３．１４は
例えば制御信号がｒＨＪの時にＯＮになるスイッチで、
スイッチ１３．１４はインバーター１２によって、スイ
ッチ１４の制御信号が反転されているので、各々逆のタ
イミングで０Ｎ−ＯＦＦしている。１１は、バイアス信
号の入力端子で、次段のＬＰＦ４のバイアス信号Ｖａと
同じくする。几。

〜Ｒ４はレベルシフト回路８の電圧を決定する電圧分割
抵抗で、■、とＶ、、Ｖ、とＶＢ間の電圧を分割する。

Ｖｌ　（！：　Ｖｔは通常は回路の電源（■。Ｃ）と同
じくする。例えば、Ｖ、　　＝Ｖｃｃ、　　Ｖ、＝ＧＮ
Ｄとする。もし、検波信号の極性を反転するのであれば
前者とは逆にＶｒ　＝　ＯＮ　Ｄ、　　Ｖｊ　＝　Ｖ＝
−とする。１５は、負荷回路の入力インピーダンスによ
るレベルシフト後の電圧変動を押えるためのバッファで
ある。

次に上記実施例の動作について説明する。第３図（ｄｌ
に示す信号が、第１図のＭＭ７に入力されると、第３図
（ｅ）に示すように、パルス幅τ　（一定）の信号が出
力される。このパルス幅τは、ＭＭ７の内部に内蔵され
た高安定のクロックを分周することによって得られる。

ＭＭ７の出力はレベルシフト回路８で第３図（ｆ）に示
すようにレベル変換される。ここでＴは無変調時のキャ
リアの周期をあられし、Ｖｎ、　ＶＬは、それぞれ無変
調時に第３図（ｒ）の信号の平均値がＶＢとなるように
、つまりＬＰＦ４の出力がＶＢとなるように決定する。

τは、通常は１／２　（＝５０％）に選ばれるが大きけ
れば太きい程、ジッタによるＳハの劣化を防ぐことがで
きるが、検波する信号の最大周波数偏移によって制限を
受ける。Ｔの最大幅は、検波しようとする信号の置火偏
移を、Δｒ　［Ｈｚ　］とすると７く１　　　　　　　
　　　　　　　・・川・（１）村Δｆ でなければならない。τはこの範囲内で最大となるよう
に選ぶ。電圧Ｖｕ、　　ＶＬは次の様にして選ぶ。

すなわち、第３図（ｆ）の信号の平均値電圧Ｖｍ　ｖ　
ｒは、Ｖａｓｔ　＝　（ＶＨ−Ｖｊ）−ｙ’　＋　Ｖｔ
、　　　　　　−・”　（２）であるので、この平均値
電圧をＬＰＦ４のバイアス電圧と等しくなるように、 Ｖｍｖｔ　＝Ｖａ　＝（Ｖｕ　−Ｖｔ、）〒＋　Ｖｔ、
　　　　　”’　”’　（３）ＶＬを適尚に定めると ＶＨ＝　（ＶＢ−ＶＬ）−十ＶＬ　　　　　　　　　・
・団・（４）としてＶ）Ｉが決定される。ＶＨとＶＬを
得るために第２図で電圧分割抵抗Ｒ１〜几、を定める。

抵抗Ｒ＋　、　　ＲｔはＶ、　　とバイアス信号により
入力される電圧Ｖ、との電圧で分割値を定め、抵抗Ｒ３
，几４はＶ、と入力端子１１より入力される電圧ＶＢと
の電圧で分割値を定める。例えば、Ｖ＋　＞　ＶＨ＞　
ＶＢ　＞ＶＬ　＞　Ｖｓの時は となる様に抵抗几、、Ｒ１を定め、抵抗Ｒ１，Ｒ４は となる様に定める。検波する信号の極性を反転させるに
はＶ、＞Ｖ、　とする。

上記実施例によれば以下の効果が得られる。

（１）ディジタル型のＭＭ７を用いており、ジッタな除
けばパルス幅は非常に正確で、安定度も高い。

したがってパルス幅を決めるクロックの発振回路の周波
数が電圧に対して安定な場合、検波後の電圧は、電源電
圧のみに比例するので、ディジタルデータ伝送の検波に
おいては、（特に多値伝送の場合、）データ復号のコン
パレータの参照電圧を電源圧より得ると、電源電圧の変
動は全く関係なくなる。

（２）ディジタル型ＭＭ７のジッタによるＳ／Ｎの劣化
は、パルス幅を極力大きくしているので、最小限にする
ことができる。

（３）レベルシフト回路８を設けることで、無変調時の
平均電圧を次段のＬＰＦ４のバイアス電圧Ｖａと同じく
できるので、ＤＣ結合が可能であシ、受信立上シ特性が
改善される。

（４）レベルシフト回路８はバイアス電圧と電源電圧間
で作り出しているので、バイアス電圧の変動に対して、
検波後のオフセットを少なくできる。

（５）ＶｓはＬＰＦ４のダイナミックレンジが最大にな
る様に選べるので、検波信号のダイナミックレンジを改
善でき、キャリアのオフセットに対して強くなる。

（６）レベルシフト用の分割抵抗は、相対誤差のみが問
題となるので、ディジタル型ＭＭ７と共に検波回路を集
積化することが容易となる。

発明の効果 以上実施例により説明したように、本発明によれば、デ
ジタル型ＭＭの後段にレベルシフト回路を設けたので、
パルス巾を大きくした時に生ずるデユーティ−比の変化
に伴なう検波後のオフセット電圧をレベルシフトして補
正出来るようにしたので、ジッタな少なくしてＳ／Ｎが
大きい状聰でノくルスカウント型検波回路を動作させる
ことが出来、従って検波後のダイナミックレンジを大き
く取れる利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるノ（ルスカウント型
検波装置のブロック図、第２図は同装置の要部構成を示
す回路図、第３図は同装置の動作を説明するための波形
図、第４図は従来の）くルスカウント型検波装置のブロ
ック図、第５図は同装置の動作を説明するだめの波形図
、第６図は同装置の動作を説明するための特性図である
。 ６・・・入力端子、７・・・デジタル型ＭＭ、８・・・
レベルシフト回路、１０・・・出力端子。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男ほか１名第　！
　ズ 第２図 第　３　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 周波数変調され信号をリミッタ回路を経由して周波数偏
   移に比例した電圧を得るためのディジタル型のモノステ
   ープル・マルチバイブレータによりパルスカウント復調
   を行なうに際して、前記モノステープル・マルチバイブ
   レータデューティレシオを１／２より変化し、出力のオ
   フセット電圧をレベルシフト回路により補正して取り出
   すようにしたパルスカウント型検波装置。