JPH0198350A - 復調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は復調装置に関し、さらに詳細にいえば、周波
数の時間平均値が搬送周波数に等しくなるように位相変
調が施された信号を受信して、中間周波信号に変換した
後、元のディジタルデータを得るための、新規な復調装
置に関する。

〈従来の技術〉 従来からディジタル信号の伝送を行なう方式として、送
信側においてＰＳＫ変調が施された信号を送出し、受信
側において上記信号を復調することにより元のディジタ
ル信号を得る方式が知られている。

このようなＰＳＫ変調方式は、ディジタル信号の“０″
　“１”を搬送波の位相に対応させて伝送する方式であ
り、Ｃ／Ｎ劣化を少なくすることができるという優れた
特性を有しているので、最近ではディジタル信号の伝送
に広く採用されるようになってきている。

上記ＰＳＫ変調方式についてさらに詳細に説明すると、
例えば、 第５図に示すように、信号がマークの状態において、信
号の１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に９０
度増加させ、信号がスペースの状態において、信号の１
タイムスロット期間を通じて位相を直線的に９０度減少
させるようにした、いわゆるＭＳＫ方式、および 第６図に示すように、信号がマークの状態において、信
号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ずつ
２段階に増加させ、信号がスペースの状態において、信
号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ずつ
２段階に減少させるようにした、いわゆるＤＳＫ方式等 が採用されている。

そして、上記ＭＳＫ方式は、位相変化が連続的であるか
ら占有周波数帯域が狭いという利点を有し、上記ＤＳＫ
方式は、マルチパスフェーディングに強く、広帯域デー
タ伝送に好適であるという利点を有している。

また、上記のようにＰＳＫ変調が施された信号を復調す
る方式として、遅延検波方式と同期検波方式が一般的に
採用されている。

上記遅延検波方式は、受信信号を２分し、一方を遅延回
路により変調の１信号周期、または１／２信号周期だけ
遅延させて位相比較器に供給するとともに、他方をその
まま位相比較器に供給することによりＰＳＫ変調信号を
復調し、元のディジタル信号を得るものである。

さらに詳細に説明すると、第３図Ａに示す遅延検波装置
において、入力電圧を ＶＩｎ＝　　ｅｏｓ　　（Ωｔ　＋　θ　（ｔ）　）（
但しΩは搬送波の角周波数であり、ｔは時間であり、θ
（１）は位相変調関数である。）とすれば、上記入力電
圧Ｖｌｎを２分して、一方を位相比較器（２２）の一方
の端子に供給し、他方を遅延回路（２１）により所定時
間ＴＲだけ遅延させて位相比較器（２２）の他方の端子
に供給するのであるから、上記一方の端子に供給される
信号Ｖｃは Ｖｃ　−Ｖｌｎ　−ｃｏｓ　（Ωを十〇（ｔ））であり
、上記他方の端子に供給される信号Ｖｄは、Ｖｄ　−ｅ
ｏｓ　ｌΩ（ｔ−ＴＲ）十〇（ｔ−ＴＩ？））となる。

そして、上記位相比較器（２２）として、例えば第３図
Ｂに示す構成を採用することにより、同図Ｃに示すよう
に、出力が位相差に比例するものを使用すると、位相差
Δθは、 Δθ−ΩＴＲ＋θ（１）−〇（ｔ−ＴＲ）となる。但し
、上記遅延時間ＴＲは、ＭＳＫ方式、ＤＳＫ方式におい
てはＴＲ−Ｔ／２　（但しＴは信号の１タイムスロット
である）となるように設定することが必要である。

また、ΩＴ　Ｒ−（２ｎ−１）π、またはΩ−ｙｒ　／
　ＴＲ−＜２ｎ−１）２　ｙｒ　／　Ｔとすれば、位相
比較の基準点を位相器の動作範囲の中央へ持って来るこ
とができる。

以下、ＤＳＫ方式の場合を例にとって説明するが、ＭＳ
Ｋ方式の場合にも同様に適用することができる。

先ず、θ（１）−θ（ｔ−ＴＲ）−０ の場合においては、 Δθ譚ΩＴ　Ｒ＝　（２ｎ−１）π であるから、この点が位相変位のない状態の位相基準点
になり、この点を基準としてθ（ｔ）−θ（ｔ−ＴＲ）
だけ変化した点に対応する出力が得られる二′とになる
。

また、信号がマーク・スペースである場合の位相関数θ
（１）は第４図Ａに示すとおりであり、θ（ｔ−Ｔ／２
）は同図Ｂに示すとおりである。

したがって、θ（１）−〇（ｔ−Ｔ／２）は同図Ｃに示
すように、マークの期間中はπ／２、スペースの期間は
−π／２となり、同図りに示す出力特性に基いて、同図
Ｅに示す出力波形が得られることになる。即ち、マーク
期間中は３ＶＯ／４、スペース期間中はＶＯ／４の出力
が得られる。

この結果、位相比較器（２２）の出力がｖＯ／２を越え
た場合にマーク、ＶＯ／２以下であればスペースである
と判定することができる。

上記同期検波回路は、受信信号を２分し、それぞれを位
相比較器に供給するとともに、位相同期ループに組込ま
れた電圧制御発振器からの出力信号（受信信号の搬送周
波数と一致する周波数の信号）をそのまま一方の位相比
較器に供給し、上記出力信号の位相を９０度だけずらせ
た状態で他方の位相比較器に供給し、最終的に上記両位
相比較器からの出力信号に基いて元のディジタル信号を
得るものである（　「ＧＭｓＫ変調方式の伝送特性」室
田和昭、平出賢吉、電子通信学会論文誌８１／１０Ｖｏ
１．ＪＯ４−Ｂ　Ｎｌｌ０参照）。

〈発明が解決しようとする問題点〉 上記ＰＳＫ変調を施した信号を上記遅延検波方式にによ
り復調する場合には、受信信号を２分して一方を単に遅
延させるのみでよいから構成を簡素化することができる
という利点を有しているが、高周波帯でのディジタル信
号伝送に適用した場合には、復調の信頓性が低下すると
いう問題がある。

この点について詳細に説明すると、遅延検波方式の動作
基準点はΔθ−ΩＴ／２である。したがって、温度変動
等により搬送波角周波数がΔΩだけ変動すると、動作基
準点もΔΩＴ／２だけ変動することになる。そして、こ
の変動が大きい場合には、マーク、スペースの判定を、
位相比較器の出力レベルがｖＯ／２を越えたか否かによ
り行なうことができなくなるのである。例えば搬送波周
波数が２．５ＧＨｚであり、発振器（ここではＳ’　Ａ
　Ｗ発振器の場合を例にとっている）の温度変動度が±
３Ｘ１０−’である場合には、周波数変動率が±７５０
ＫＨｚになる。そして、この場合におけるデータ伝送速
度を３２　Ｋ　ｂｐｓに設定すれば、Ｔ　−３２５ｓｅ
ｃとなり、ΔΩＴ／２−２３．４４π、即ち動作基準点
の変動がほぼ２３．４４πとなる。

実際には、温度変動の他に、雑音、マルチパスによる干
渉波等によっても影響を受け、動作基準点がさらに変動
するので、位相比較器の出力レベルを所定の基準レベル
と比較することによりマークであるかスペースであるか
を判別することは到底不可能になってしまうのである。

上記同期検波方式はコスタス・ループによる搬送周波数
の再生を基礎とするものであり、位相検波方式の如き周
波数変動に起因する不都合は発生せず、高精度での信号
復調を行なわせることができるのである。

しかし、上記同期検波方式においては、以下のような問
題を有している。

即ち、受信信号の搬送周波数と等しい周波数の信号を得
るために、局部発振器としての電圧制御発振器、および
位相同期ループが必要になり、構成が複雑化するととも
に、コストアップの原因になるのである。特に車両に搭
載する無線機においては、小型化、簡素化、およびコス
トダウンが強く要求されるので、上記の問題は致命的な
ものである。

また、本件発明者は、復調後のＮＲＺ信号に基いて、遅
延時間を基準位相部の総和時間と等しく設定することに
より、上記基準位相部の総和時間を小さくし、動作基準
点の変動量ΔΩΔＴを小さくして、安定度を向上させる
ことを考えたのである。

しかし、上記の対策を施しても、搬送周波数の高周波数
化が一般化している現状においては安定度を向上させる
ことができる限界が存在するのみならず、技術的な困難
性が増加することになるという問題がある。

さらに詳細に説明すると、基準位相部の総和時間を小さ
くすると、位相の時間変化率が増加し、変調波の占有周
波数帯域が大きくなってしまう。

また、検波後のビディオ段でも鋭いパルス波を扱うこと
になり、高い周波数成分を含むことになるので、技術的
な困難性が増大するとともに、経済性が悪くなってしま
う。

また、本件発明者が発明したした２種類のＰＳＫ変調波
（ディジタルパルス信号の１タイムスロットの前部およ
び／または後部に総和が所定時間の基準位相部を形成し
、残余のタイムスロットの前半においては伝送信号のマ
ーク状態、またはスペース状態の何れか一方に対応して
位相を所定方向に変化させ、後半においては上記位相変
化と逆の変化で基準位相まで復元させ、伝送信号の他方
の状態に対応させて位相を逆の方向に変化させるＰＳＫ
変調波、および、上記伝送信号の他方の状態に対応させ
てディジタルパルス信号の１タイムスロットの全範囲に
わたってｕ準位相部のみを形成すべく位相変調を施すＰ
ＳＫ変調波）の瞬時角周波数の時間平均値が搬送波角周
波数と等しいという性質に基いて、受信信号がミキシン
グされる局部発振周波数を、中間周波信号を周波数検波
することにより得られた信号に基いてフィードバック制
御することにより中間周波信号の搬送波角周波数を安定
化し、この安定化信号に基いて所定の信号への復元を行
なわせる方式も考えた。

この方式においては、中間周波信号を周波数検波するた
めの周波数検波器として、周波数応答が周波数に対して
直線となる直線検波器が一般的に使用されるのであり、
しかも、直線検波器はアナログ回路で構成されているの
で、特性のばらつきがかなり大きくなる。したがって、
所期の復調性能を発揮させようとすれば、復調装置毎に
復調特性の調整を行なうことが必要となるという問題が
あり、特に復調装置を量産する場合には、上記調整作業
に要する時間、および手間が原因になってコストアップ
を招いてしまうという問題がある。

そこで、本件出願人は、さらに昭和６１年９月１０日に
出願した復調装置において、上記中間周波信号を方形波
に変換し、この方形波信号に基いて上記局部発振信号を
生成し、この局部発振信号と変調波とをミキシングして
中間周波信号の搬送波を安定させる方式、即ち、局部発
振信号をデジタル化した回路で構成することにより、特
性のばらつきを殆ど無くするとともに、復調特性の調整
の手間を大巾に軽減した。

しかし、このディジタル方式においても、第７図に示す
ように、時間平均値が搬送波（第７図Ｂ）周波数に等し
い位相変調がかかっている場合（第７図Ａ）であっても
、２値化した信号（第７図Ｃ）と、搬送波を２値化した
信号（第７図Ｄ）との１スロットタイム内におけるパル
ス数が１パルスだけ異なる場合がある。このパルス数の
相違があるにも拘わらず、このまま局部発振信号を生成
すると、正確にデータの再生が行なえない虞れがある。

また、中間周波数を十分に高く設定することにより、こ
の程度の誤差は無視することができるが、中間周波数を
高くするには、中間周波増幅段数を増加する必要があり
、高価になるという問題がある。

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
本件発明者が発明した上記方式によるＰＳＫ変調が施さ
れた信号の復調を、簡単に、かつ高精度で行なうことが
でき、しかも構成を簡素化することができるとともに、
調整作業を不要とすることができる復調装置を提供する
ことを目的としている。

く問題点を解決するための手段〉 上記の目的を達成するための、この発明の復調装置は、
周波数の時間平均値が搬送周波数に等しくなるように位
相変調が施された信号、および可変周波数局部発振器か
らの出力信号を人力とするミキサと、ミキサから出力さ
れる中間周波信号に波形変換を施して方形波信号を出力
する第１の波形変換回路と、上記方形波信号から中間搬
送波を再生する中間搬送波再生回路と、中間搬送波を方
形波に変換する第２の変換回路と、ディジタルパルス信
号のタイムスロットのｎ倍の期間（但し、ｎは整数、ま
たは整数以外の十分に大きな数）毎に方形波をカウント
するパルスカウンタと、パルスカウンタからのカウント
数を入力として基準カウント数ｎｆＯＴ（但し、ｆＯは
基準中間周波数帯搬送周波数であり、Ｔは信号のタイム
スロットである）との差を得る減算回路と、減算回路か
らの差信号をアナログ信号に変換して可変周波数局部発
振器に供給するＤ／Ａ変換器と、上記第１の変換回路か
らの方形波信号を入力として所定の信号への復元を行な
う復元回路とを有するものである。

但し、上記周波数の時間平均値が搬送周波数に等しくな
るように位相変調が施された信号としては、ディジタル
パルス信号の１タイムスロット内の前部および／または
後部に総和が所定時間の基準位相部を形成し、伝送信号
のマーク状態、またはスペース状態の何れか一方の状態
に対応させて、残余のタイムスロットの前半においては
位相を所定方向に変化させるとともに、後半においては
上記位相変化と逆の変化で基学位相まで復元させ、伝送
信号の他方の状態に対応させて、位相を上記の場合と逆
の方向に変化させ、または位相を全く変化させないよう
にすべく位相変調が施されたものであってもよい。

さらに、上記復元回粋としては、例えば位相検波回路が
使用可能であるが、位相検波回路に限られるものではな
い。

く作用〉 以上の構成の復調装置であれば、周波数の時間平均値が
搬送周波数に等しくなるように位相変調が施された信号
、および可変周波数局部発振器からの出力信号をミキサ
に供給することにより中間周波信号を得、ミキサから出
力される中間周波信号を第１の波形変換回路に供給する
ことにより方形波信号を得、方形波信号を復元回路に供
給することにより、所定の復調信号を得ることができる
。

そして、以上の場合において、方形波信号の一部を中間
搬送波再生回路に供給し、第２の波形変換回路により再
度方形波に変換し、パルスカウンタにより、ディジタル
パルス信号のタイムスロットの整数倍の期間毎に方形波
（中間搬送波）をカウントし、得られたカウント数ｎｆ
Ｔ（但し、ｆはその時点における中間搬送周波数である
）を減算回路に供給することにより、基準カウント数ｎ
ｆＯＴとの差を得、この差信号をＤ／Ａ変換器によりア
ナログ信号に変換して可変周波数局部発振器に供給する
ことにより上記中間周波信号の搬送周波数を安定化する
ことができる。

また、上記周波数の時間平均値が搬送周波数に等しくな
るように位相変調が施された信号が、ディジタルパルス
信号の１タイムスロット内の前部および／または後部に
総和が所定時間の基準位相部を形成し、伝送信号のマー
ク状態、またはスペース状態の何れか一方の状態に対応
させて、残余のタイムスロットの前半においては位相を
所定方向に変化させるとともに、後半においては上記位
相変化と逆の変化で基準位相まで復元させ、伝送信号の
他方の状態に対応させて、位相を上記の場合と逆の方向
に変化させ、または位相を全く変化させないようにすべ
く位相変調が施されたものである場合にも、同様に中間
周波信号の搬送周波数を安定化し、波形変換を施すこと
により方形波信号を得、その後、所定の復調信号を得る
ことができる。

さらに詳細に説明すれば、中間周波信号を方形波に変換
し、この方形波から中間搬送波を再生し、さらに中間搬
送波を方形波に変換した状態において所定の時間内にお
ける中間搬送波のパルス数をカウントし、そのカウント
数をカウント時間で除算することにより得られるのであ
るから、アナログ式の周波数検波器に代えて、上記カウ
ント数と基準カウント数との差を得、差信号に基いて可
変周波数局部発振器を制御することにより、中間周波信
号の搬送周波数を完璧に安定化することができる。そし
て、このような構成とすることにより、単に基準カウン
ト数の設定を行なうのみでよいから、アナログ式の周波
数検波器の如き調整作業を省略することかできる。

〈実施例〉 以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第２図は変調方式を例示する図であり、同図Ａ１Ｂは位
相変化部の前後にそれぞれ時間ｔｌ、ｔ２ずつの基準位
相部分を形成している。但し、ｔｌ十ｔ２−八Ｔ（但し
八Ｔはディジタル信号の１タイムスロットＴより短い所
定時間である）となるように上記時間ｔｌ、ｔ２を設定
している。そして、タイムスロットの残余の期間におい
て、マークの場合には、同図Ａに示すように、上記期間
の初期において所定位相θ（但し、図においては、θ−
πとしている）まで位相を変化させ、終期に′　おいて
位相Ｏに変化させる。逆にスペースの場合には、同図Ｂ
に示すように、マークの場合と逆、即ち一〇、０と位相
を変化させる。

第２図Ｃ，Ｄは上記時間ｔｌ、ｔ２をｔｌ　−ΔＴＳ　
ｔ２−０に設定した場合を示しており、残余の部分の位
相変化は上記第２図Ａ、Ｂの場合と同じである。

但し、第２図Ａ、Ｂの場合と、第２図Ｃ，Ｄの場合とで
は特性は変化しない。即ち、ｔＬ＋ｔ２−△Ｔの関係を
満足している限りは、後述する説明から明らかなように
、特性が変化しないのであるから、以下第２図Ｃ，Ｄの
場合について説明する。但し遅延時間ＴＲをΔＴに設定
している。

第２図Ｃはマーク信号を示す図であり、位相θ（１）は
、０≦ｔく△Ｔの間においてθ０　（但し、図において
は、θ０−０としている）、△Ｔ≦ｔく△Ｔ＋Ｔ”／２
の間において００十ｇ（ｔ−△Ｔ）、△Ｔ十Ｔ”／２≦
ｔ＜Ｔの間においてθＯ十ｇ　（Ｔ−ｔ）で表わされる
。

また、第２図りはスペースを示す図であり、位相θ（１
）は、０≦ｔくΔＴの間においてθ０、ΔＴ≦ｔくΔＴ
＋Ｔ−／２の間においてθ〇−ｇ（を−△Ｔ）、△Ｔ＋
Ｔ″／７！≦ｔ＜Ｔの間において００−ｇ（Ｔ−ｔ）で
表わされる。

但し、上記ｇ　（ｔ）は位相の変化関数であり、Ｔ′／
２は、基準位相部以外の部分の１／２の時間である。

第１図はこの発明の復調装置の一実施例を示す要部ブロ
ック図であり、局部発振器としての電圧制御発振器（以
下、ＶＣＯと略称する）（１）から出力される局部発振
信号（角周波数がΩＬ）が供給されているミキサ（２）
に受信信号（角周波数がΩＳ）を供給しているとともに
、ミキサ（２）から出力される信号をバンドパスフィル
タ（３）、および増幅器（４）を通して第１のシュミッ
トトリガ回路（５）に供給し、シュミットトリガ回路（
５）からの出力信号を位相検波回路（６）に供給してい
る。そして、上記シュミットトリガ回路器（４）からの
出力信号の一部を中間搬送波再生回路（７）を通して第
２のシュミットトリガ回路（８）、およびゲート回路（
９）に供給し、パルスカウンタ（１０）　、パルスカウ
ント数読取回路（１１）、およびパルスカウント数メモ
リ（１２）を通して減算回路（１３）に供給し、減算回
路（１３）からの差信号をＤ／Ａ変換器（１４）、およ
びローパスフィルタ（１５）を通して上記ｖ　ｃ　ｏ　
（１）に供給している。尚、上記減算回路（１３）には
、基準パルス数メモリ（１６）からの基準パルス数信号
が供給されている。さらに、上記ゲート回路（９）には
、ディジタルパルス信号のタイムスロットの整数倍の期
間に対応するゲート制御信号が供給されており、上記パ
ルスカウンタ００）には、ディジタルパルス信号のタイ
ムスロットの整数倍の期間毎にリセット信号が供給され
ており、上記パルスカウント数読取回路（１１）には、
上記リセット信号に対応する読取制御信号が供給されて
いる。

上記中間搬送波再生回路（７）について、第１図Ｂを参
照してさらに詳細に説明すれば、中間周波信号は平均周
波数一定の信号で１タイムスロットＴのにおいて前記第
６図について説明した如く位相が変化する。そして、こ
の中間周波信号を位相検波回路（７１）に供給し、変調
位相成分を抽出する。

次に、ローパスフィルタ（７２）により抽出した位相成
分を平滑化する。従って、ローパスフィルタ（７２）か
らは、直流成分が現れる。この直流成分に基いてＶ　Ｃ
Ｏ（７３）を制御することにより、位相変化のない中間
搬送波を再生することができる。

上記の構成の復調装置の動作は次のとおりである。

先ず、第２図に示される位相変化特性を有するＰＳＫ変
調波は一般的に ｅ　（ｔ）　−ｃｏｓ　（Ωｔ＋θ（ｔ））で表わされ
、このＰＳＫ変調波の瞬時角周波数は、ω（１）膳ｄ／
ｄｔ（Ωｔ＋θ（ｔ））■Ω＋θ′　（ｔ） となる。

したがって、信号がマークの場合の瞬時角周波数が、 ０≦ｔくΔＴの期間においてω（１）−Ω、ΔＴ≦ｔく
ΔＴ＋Ｔ”／２の期間においてω（１）閣Ω−＋ｇ−（
ｔ−ΔＴ）、ΔＴ＋Ｔ″／２≦ｔくＴの期間においてω
（１）膳Ω−ｇ”（Ｔ−ｔ）となり、信号がスペースの
場合の瞬時角周波数が、０≦ｔくΔＴの期間においてω
（１）−Ω、ΔＴ≦ｔくΔＴ＋Ｔ−／２の期間において
ω（１）■Ω−ｇ−（ｔ−ΔＴ）、ΔＴ＋Ｔ−／２≦ｔ
くＴの期間においてω（１）■Ω十ｇ−（Ｔ−ｔ）とな
る。

そして、信号がマークの場合の瞬時角周波数のタイムス
ロットＴ内の平均値ωは、 ω−（１／Ｔ）、１’　　ω（ｔ）ｄｔ八Ｔ −（１／Ｔ）（ｊ’　　　ω（ｔ）ｄｔΔＴ＋Ｔ″／２ ＋ｊ　　　　　　　ω（ｔ）ｄｔ ΔＴ ＋ｊ　　　　　　　ω（ｔ）ｄｔ ΔＴ＋Ｔ＝／２ −（１／Ｔ）［ΩＴ＋　（ｇ　（Ｔ−／２）−ｇ　（０
））＋　（ｇ　（０）−ｇ　（Ｔ−／２））］■Ω となる。

また、信号がスペースの場合にも、瞬時角周波数のタイ
ムスロットＴ内の平均値ωはΩとなる。

即ち、本件発明者が発明したＰＳＫ変調波の瞬時角周波
数の時間平均値は、信号の内容の如何を問わず常に搬送
波の角周波数Ωと一致しているのであり、従来から一般
的に使用されているＰＳＫ変調波においては、瞬時角周
波数の時間平均値が搬送波の角周波数と一致していると
いう保証が全くない点において、全く新規な変調方式で
あるといえる。

次いで、上記の条件の下における第１図の復調装置の動
作を説明する。

搬送波の角周波数がΩＳのＰ　Ｓ　Ｋ変調波を、Ｖ　Ｃ
Ｏ（１）から出力される角周波数がΩＬの信号とミキシ
ングすることにより、中間搬送角周波数Ωに変換し、バ
ンドパスフィルタ（３）によりノイズ成分等の除去を行
なった後、増幅器（４）により所定レベルに増幅し、第
１のシュミットトリガ回路（５）により方形波信号に変
換し、方形波信号を位相検波回路（６）に供給して、元
のディジタルデータを得る。

また、上記第１のシュミットトリガ回路（５）からの出
力信号の一部を中間周波再生回路（７）に供給し、位相
変化のない中間搬送波を再生し、この中間搬送波を第２
のシュミットトリガ回路（８）により再度方形波に変換
する。そして、ゲート回路（９）を通してパルスカウン
タ００）に供給することにより所定期間内におけるパル
ス数をカウントし、このカウント値をパルスカウント数
読取回路（１１）により読取ってパルスカウント数メモ
リ（１２）に格納する。そして、パルスカウント数メモ
リ（１２）に格納されているカウント数と、基準パルス
数メモリ（１Ｂ）に格納されている基準カウント数との
差を減算回路（１３）により得、Ｄ／Ａ変換器（１４）
によりアナログデータに変換した後、ローパスフィルタ
（１５）によりディジタル誤差をスムーズ化してＶ　Ｃ
Ｏ（１）に供給することにより、上記両カウント数の差
が０になるようにＶ　ＣＯ（１）の発振周波数を制御す
る。

したがって、ミキサ０から出力される中間搬送角周波数
Ωを、予め設定された角周波数に安定化することができ
る。

尚、上記一連の制御を、パルスカウンタ（１０）のカウ
ント値を読取った後、パルスカウンタ（１０）の内容を
リセットし、再びゲート回路（９）を開いて反復するこ
とにより、反復動作毎にパルスカウント数メモリ（１２
）の内容を更新し、中間搬送角周波数Ωの安定化を継続
的に行なわせることができる。

そして、中間搬送角周波数が安定化されたＰＳＫ変調波
を位相検波器（６）に供給することにより、△Ｔを微小
にしなくても安定した位相検波を行なうことができる。

そして、上記の実施例においては、中間搬送角周波数を
安定化した状態で位相検波を行なわせるようにしている
のであるから、八Ｔをかなり大きく設定することが可能
であり、変調波の占有周波数帯域幅を小さくすることが
可能になるとともに、検波後のビディオ段でも高い周波
数成分を含まない状態とすることができるので、システ
ム全体として設計の許容度を大きくし、経済性を向上さ
せることができることになる。

また、上記のようにディジタル回路化することにより全
体をＩＣ化することが可能となる。

尚、この発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、例えば伝送信号のマーク状態、またはスペース状態の
何れか一方の状態においてのみ位相変化部を形成し、伝
送信号の他方の状態において基準位相部のみを形成すべ
く位相変調が施された信号を復調することも可能であり
、その他この発明の要旨を変更しない範囲内において、
種々の設計変更を施すことが可能である。

〈発明の効果〉 以上のようにこの発明は、周波数の時間平均値が搬送周
波数に等しくなるように位相変調が施された信号を受信
した後、中間搬送波を再生し、ディジタルフィードバッ
クループ制御が施された可変周波数局部発振器からの信
号と受信信号波とをミキシングすることにより中間搬送
周波数を安定化した中間周波信号を得るようにしている
ので、搬送波周波数の変動の影響を受けることなく、簡
単に、かつ精度よく元のディジタル信号を得ることがで
き、しかも、製品誤差の発生を防止することができると
いう特有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は復調装置の一実施例の要部を示す電気回路図、 第２図は変調方式の一実施例を説明する図、第３図は従
来の遅延検波装置を説明する図、第４図は第３図の遅延
検波装置の動作を説明する図、 第５図、第６図、および第７図は従来の変調方式を説明
する図。 （１）・・・電圧制御発振器、（２）・・・ミキサ、（
５）・・・第１のシュミットトリガ回路、（６）・・・
位相検波回路、（７）・・・中間搬送波再生回路、（８
）・・・第２のシュミットトリガ回路、（１０）・・・
パルスカウンタ、（１３）・・・減算回路、（１４）・
・・Ｄ／Ａ変換器、（１６）・・・基阜パルス数メモリ
第２図 第３図　（Ａ） （Ｃ） ０　　　　　　　に　　　　　　２ル 位相差　Δひ 第５図　　　　第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、周波数の時間平均値が搬送周波数に等 しくなるように位相変調が施された信号、 および可変周波数局部発振器からの出力 信号を入力とするミキサと、ミキサから 出力される中間周波信号に波形変換を施 して方形波信号を出力する第１の波形変 換回路と、上記方形波信号から中間搬送 波を再生する中間搬送波再生回路と、中 間搬送波を方形波に変換する第２の変換 回路と、ディジタルパルス信号のタイム スロットのｎ倍の期間（但し、ｎは整数、 または整数以外の十分に大きな数）毎に 方形波をカウントするパルスカウンタと、 パルスカウンタからのカウント数を入力 として基準カウント数との差を得る減算 回路と、減算回路からの差信号をアナロ グ信号に変換して可変周波数局部発振器 に供給するＤ／Ａ変換器と、上記第１の 変換回路からの方形波信号を入力として 所定の信号への復元を行なう復元回路と を有することを特徴とする復調装置。 ２、周波数の時間平均値が搬送周波数に等 しくなるように位相変調が施された信号 が、ディジタルパルス信号の１タイムス ロット内の前部および／または後部に総 和が所定時間の基準位相部を形成し、伝 送信号のマーク状態、またはスペース状 態の何れか一方の状態に対応させて、残 余のタイムスロットの前半においては位 相を所定方向に変化させるとともに、後 半においては上記位相変化と逆の変化で 基準位相まで復元させ、伝送信号の他方 の状態に対応させて、位相を上記の場合 と逆の方向に変化させ、または位相を全 く変化させないようにすべく位相変調が 施されたものである上記特許請求の範囲 第１項記載の復調装置。