JPH02254977A - 交直変換装置のパルス幅変調制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は交直変換装置のパルス幅変ＩＩ（ＰＷＭ）制御
方式にかかり、詳しくは、交流電気車用交直変換装置の
ＰＷＭ制御方式に関する。

（従来の技術） 従来、ＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタやトラン
ジスタ等の半導体スイッチ素子をブリッジ接続して構成
される電力変換装置をＰＷＭ制御して交流−直流電力変
換を行う方式が知られており、この種の交直変換装置は
交流電気車用に広く用いられている。

第２図はこの種の交直変換システムの一例を示すもので
、ｌは電車線に接続された交流電源であり、この交流電
源１は主変圧器２を介して交直変換装置３の交流端子に
接続されている。ここで、２１は主変圧器２の漏れリア
クタンスを示すリアクトルである。

一方、交直変換装置３の直流端子には平滑コンデンサ４
と、チｊツバやインバータ等の負荷５とが接続されてい
る。なお、交直変換装置３は、ＧＴ○サイリスタ、トラ
ンジスタ等の自己消弧形素子とダイオードとを逆並列に
接続した半導体スイッチ３１．３２．３３．３４をブリ
ッジ接続したものであり、この例ではＧＴＯサイリスタ
を用いた単相ブリッジで示しである。そして、これらの
半導体スイッチ３１〜３４をＰＷＭ制御によってオン・
オフさせることにより、交直変換袋Ｗ３の交流端子に任
意の電圧波形を発生させるものである。

第３図は、交直変換装置３の交流側電圧Ｖｏと電源電圧
Ｖｓ及び交流側電流Ｉｓの基本波についての関係を示す
ベクトル図であり、これを用いて交直変換装置３の力率
制御機能を以下に説明する。

図において、電源電圧Ｖｓ及び交流側電流Ｉｓを同相に
して力率を１にするためには、電源電圧Ｖｓからリアク
トル２１に発生する電圧降下ｊωＬＸＩｓ（Ｌはりアク
ドル２１のインダクタンス）をベクトル的に減算するこ
とによって得られる電圧Ｖｏを交直変換装置３が発生す
ればよいことがわかる。

次に、第４図は上記交直変換装置３の制御回路の一例を
示すものであり、これを用いて従来の技術をより詳細に
説明する。

図において、二次電圧に換算した主変圧器２の一次電圧
検出値（電源電圧Ｖ　ｓ　）は、基本波のみを通過させ
るバンドパスフィルタ２２を介して力率検出回路２４の
電圧入力端子と、電源電圧Ｖｓに同期した正弦波を出力
する同期発振器２８とに入力される。また、主変圧器２
の二次電流検出値Ｉｓは。

基本波のみを通過させるバンドパスフィルタ２６を介し
て絶対値検出回路２７及び力率検出回路２４の電流入力
端子に入力される。

一方、交直変換装置３の直流電圧検出値Ｖｃ＋は、直流
電圧指令器３０からの直流電圧指令値と共に電圧調節器
３１に入力される。この電圧調節器３１の出力は、交流
側電流の有効成分、つまり電源電圧ベクトルと同一方向
成分で力率１におけるＩｓの指令値Ｉｓ”となり、この
指令値Ｉｓ”は電流調節器３２及び乗算器４０の各一方
の入力端子に入力される。

また１乗算器４０の他方の入力端子には、第２図におけ
るリアクトル２１のリアクタンス設定値ωＬが入力され
ている。

前記力率検出回路２４の出力はｓｉｎ関数発生器３３及
びｅＯ８関数発生器３４に入力され、これらの関数発生
器３３．３４の出力は乗算器３５．３６の各一方の入力
端子に入力される。乗算器３５．３６の各、他方の入力
端子には、絶対値検出回路２７の出力である交流側電流
の絶対値が入力される。ここで５乗算器３５の出力は電
源電圧に対する電流のｓｉｎ成分であり、この成分は力
率指令器３７の出力と共に力率調節器３８に入力される
。また、乗算器３６の出力は電源電圧に対する電流のｃ
ｏｓ成分であり、この成分は指令値Ｉｓ”と共に電流調
節器３２の他方の入力端子に入力される。

電流調節器３２の出力には乗算器４０の出力が加算され
、この加算値はベクトル演算器４１の一方の入力端子に
入力されると共に、力率調節器３８の出力が他方の入力
端子に入力される。ここで、ベクトル演算器４１の入力
は、それぞれ交直変換装置３の交流側電圧の電源電圧に
直交する成分と、前記電源電圧に平行な変圧器漏れリア
クタンスの補正成分とを示しており、ベクトル演算器４
１の出力は交流側電圧の絶対値及び電源電圧に対する位
相となる。

ベクトル演算器４１の絶対値出力は乗算器４３に入力さ
れて同期発振器２８の出力と乗算され、ベクトル演算器
４１の他方の出力である位相出力と共に移相器４４に入
力される。この移相器４４の出力は交直変換装置３の交
流側電圧補正量だけからなる交流波形として電源電圧検
出値と加算され、除算器４２の一方の入力端子に入力さ
れる。除算器４２では、この加算値と他方の入力端子に
入力された直流電圧検出値との除算を行い、その出力は
比較器４６に入力される。比較器４６にはキャリア波発
生器４５からのキャリアが入力されており、比較器４６
では除算器４２の出力とキャリアとが比較されてその出
力がパルス分配器４７に入力され、交直変換装置３の半
導体スイッチ３１〜３４のオン・オフ信号に変換される
ようになっている。

ここで、交直変換装置３の電源が単相交流電源の場合に
は、交流電流の絶対値や力率等の検出に少なくとも電源
周期の半サイクルを必要とするため、絶対値検出回路２
７及び力率検出回路２４以降の演算にも最低で前記半サ
イクルを必要とする。そして、この種の制御方式では、
直流回路の電圧の変動に対して交流電流制御をベクトル
として扱って行うため高速な応答が可能であり、また、
演算処理サイクルが電源周期の半サイクルでよいため、
マイクロコンピュータを用いた高精度な処理が可能にな
っている。

一方、この制御回路は、力率調節器３８及び電流調節器
３２の出力から交流側電圧補正量だけの絶対値と位相を
求め、これを同期発振器２８の出力によって交流量に変
換した後、電源電圧の瞬時値と合成して交直変換装置３
の出力電圧を交流量として直接束めるようにしたもので
ある。従って、同一き電区間にある他励整流器を持つ電
車の転流電圧降下のような電源電圧の急変は、交直変換
装置３の出力に直接反映されることになる。

（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の制御方式では、定常電流制御にはマイク
ロコンピュータを用いた高精度制御が可能であり、電源
電圧の急変や歪みに対しては瞬時応答が可能である。

しかるに、交流電気車では一般に自軍パンダグラフの離
線、セクション通過や同一き電区間内の他車の主変圧器
の偏磁によって、自軍の主変圧器が偏磁してしまう現象
がある。以下、この偏磁発生時における変換装置動作に
ついて説明する。

第５図は偏磁発生時の動作を示すもので、同図ａは架線
電圧を示しており、偏磁発生原因となる直流電圧成分Δ
Ｖが電源電圧Ｖｓに重畳されている。また、同図すは無
負荷時の主変圧器２の一次電流（励磁電流）であり、主
変圧器２の偏磁により偏磁電流が重畳されている。更に
、同図Ｃは主変圧器２の二次逆起電圧を示し、励磁電流
が急増している期間に斜線で示すような電圧の陥没が発
生している。これは、励磁電流による主変圧器２の一次
漏れインピーダンス降下が増加することにより、二次回
路に伝達される電圧が減少してしまうことに起因してい
る。

ここで、従来の制御方式では偏磁による前記二次逆起電
圧（誘起電圧）の減少を検出することができないため、
交直変換装置３の発生する交流側電圧と前記誘起電圧と
の差によって、同図ｄに示すように偏磁電流の増加時に
主変圧器２の二次電流工２が急増する。なお、同図ｄに
おいてＶｏは交直変換装置３の交流側電圧である。

以上のように、従来では主変圧器に偏磁が発生すると主
変圧器の二次電流の急増により交直変換装置の交流側に
過電流が発生してしまい、運転継続が不可能になってし
まうという欠点があった。

このため、主変圧器の偏磁現象の発生を正確に検知して
主変圧器が偏磁に至る前に交直変換装置を保護すること
が必要となる。ここで、偏磁検出方法としては、従来か
ら、 ■−次巻線の端子電圧を積分して検出する■−次巻線電
流の直流成分を検出する 等の方法が考えられるが、これらの方法には検出回路誤
差や演算誤差等に起因する検出精度上の問題があるため
、実用的ではないという不都合があつた・ 本発明は上記問題点を解決するために提案されたもので
、その目的とするところは、偏磁発生に伴って変化する
主変圧器の誘起電圧の瞬時値に追随させて交直変換装置
の交流側電圧を制御することにより、過電流の発生を防
止し、交直変換装置の万全な保護を可能にした交直変換
装置のパルス幅変調制御方式を提供することにある。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するため１本発明は、主変圧器を介して
交流電源に接続され、かつ、半導体スイッチを有する交
直変換装置の交流電源電圧、交流側電流及び直流側電圧
の各検出値から、前記交流側電流と電源側力率とをこれ
らの各指令値に一致させるような交流側電圧指令値を演
算し、この交流側電圧指令値とキャリア波との比較結果
に基づいて前記半導体スイッチをオン・オフする交直変
換装置のパルス幅変調制御方式において、前記交流電源
電圧の検出値として、前記主変圧器の誘起電圧の瞬時値
を用いたことを特徴とする特特に本発明では、上述した
主変圧器の誘起電圧の瞬時値を、前記主変圧器の主巻線
とは別個に設けた検出巻線により検出するものである。

（作用） 本発明によれば、交流電源電圧（主変圧器−次電圧）の
検出値として主変圧器の誘起電圧を用い、更に交直変換
装置の交流側出力電圧を前記誘起電圧に追随させるよう
に制御する。これにより、主変圧器に偏磁が発生して誘
起電圧が変動しても。

交直変換装置の交流側に過電流を生じることなく正常運
転を継続することができる。

（実施例） 以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。

第１図はこの実施例の構成を示すものであり、第２図及
び第４図と同一の構成部材には同一の符号を付して詳述
を省略し、以下、異なる部分を中心に説明する。

すなわち第１図において、２Ａは主変圧器であり、この
主変圧器２Ａには、他の主巻線電流に起因する漏れ磁束
等の影響のような干渉を受けない位置に検出巻線１００
が設けられている。そして、この検出巻線１００には検
出回路１０１が接続されており、この検出回路１０１の
出力は電圧の基本波のみを抽出するバンドパスフィルタ
２２の入力側に加えられている。以下、制御回路２００
内の他の構成及びＰＷＭ制御動作は第４図の制御回路と
同様である。

上記のように構成したことにより、検出巻線１００及び
検出回路１０１は主変圧器２Ａの一次電圧に応じて変動
する誘起電圧を検出することができ、交直変換装置３の
交流側出力電圧は、この誘起電圧に追随して制御される
ことになる。従って、主変圧器２Ａが偏磁してその二次
逆起電圧が減少した場合でも交直変換装置３の交流側出
力電圧を即座に対応させることができ、両電圧の差に起
因する過電流を生じることがない。

なお、この実施例において、偏磁が発生していない定常
時におけるＰＷＭ制御のための演算は、従来と同様に電
源周期の半サイクルにて行われるため、マイクロコンピ
ュータによる高精度な処理は何ら損なわれない。

また、本発明は、交流電気車の制御のみならず種々の交
直変換システムに適用可能である。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、偏磁発生に伴って変化す
る主変圧器の誘起電圧の瞬時値に追随させて交直変換装
置の交流側電圧を制御するため、従来の制御回路に若干
の変更を加えるだけで偏磁による交直変換装置の過電流
発生を未然に防止することができ、交直変換装置の保護
の万全を期すことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例が適用される制御回路及び主
回路の構成図、第２図ないし第５図は従来技術を説明す
るためのもので、第２図は交直変換システムの構成図、
第３図は第２図における各部の電圧、電流のベクトル図
、第４図は制御回路の構成図、第５図は偏磁発生に伴う
現象を説明するための波形図である。 １・・・交流電源 ３・・・交直変換装置 １０１・・・検出回路 特 許 出 願 ２Ａ・・・主変圧器 ｉｏｏ・・・検出巻線 ２００・・・制御回路 人 富士電機株式会社

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）主変圧器を介して交流電源に接続され、かつ、半
   導体スイッチを有する交直変換装置の交流電源電圧、交
   流側電流及び直流側電圧の各検出値から、前記交流側電
   流と電源側力率とをこれらの各指令値に一致させるよう
   な交流側電圧指令値を演算し、この交流側電圧指令値と
   キャリア波との比較結果に基づいて前記半導体スイッチ
   をオン・オフする交直変換装置のパルス幅変調制御方式
   において、前記交流電源電圧の検出値として、前記主変
   圧器の誘起電圧の瞬時値を用いたことを特徴とする交直
   変換装置のパルス幅変調制御方式。
2. （２）主変圧器の誘起電圧の瞬時値を、前記主変圧器の
   主巻線とは別個に設けた検出巻線により検出する請求項
   （１）記載の交直変換装置のパルス幅変調制御方式。