JPH02114793A

JPH02114793A - 信号伝送方法

Info

Publication number: JPH02114793A
Application number: JP63268433A
Authority: JP
Inventors: Noboru Okamura; 昇岡村; Susumu Morikura; 晋森倉; Kiyoshi Kubo; 潔久保
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-10-25
Filing date: 1988-10-25
Publication date: 1990-04-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明はコンポーネント映像信号、音声信号およびデー
タ信号を、特に−芯の光ファイバで伝送するための信号
伝送方法に関するものである。

従来の技術従来、コンポーネント映像信号を一芯の光フアイバ伝送
する場合、各信号をそれぞれ異なった周波数で変調した
のち周波数多重して伝送する周波数多重方法か、それぞ
れの信号をＰＣＭ符号化したのち多重して伝送するＰＣ
Ｍ多重方法か、あるいは、発光素子に異なる３つの波長
を用いて伝送する波長多重方法を用いていた。

第６図は、これらの方法の送信部のブロック図を示した
ものである。

同図（ａ）は周波数多重方法の例を示している。

輝度信号（以下ＹまたはＹ信号と呼ぶ）と、２つの色差
信号（ＰｒまたはＰｒ信号と、Ｐｂまたはｐｂ倍信号呼
ぶ）は、それぞれ３つの異なった周波数ｆＯ，ｆｌ、ｆ
２．ｆ３の変調器６００，６０１．６０２で変調し、多
重器６０３で周波数多重される。この周波数多重された
信号は電気・光変換器（以下Ｅ１０と呼ぶ）６０４で光
信号に変換され光ファイバに送出される。この多重方法
の代表的なものとして、コンポーネント信号／コンポジ
ット信号変換器がある。この方式で広帯域な高品位カラ
ーテレビジョン信号（以下ＨＤＴＶ信号と呼ぶ）を伝送
する場合、Ｅ１０６０４には広帯域で直線性のよい発光
素子が要求され、この発光素子の選定が難しい。

第６図（ｂ）に示すものは、同図（ａ）の多重器６０３
のあとにパルス変調器６１４を介してＥ１０Ｅ３０４変
換するものである。パルス変調器６１４には、パルス周
波数変調器、パルス幅変調器等がある。この方式ては、
Ｅ１０６１５の直線性は要求されないが、パルス変調器
６１４に広帯域で直線性のよいものが要求される。

第６図（Ｃ）は、ＰＣＭ多重方法である。Ｙ。

Ｐ　ｒｌ　　Ｐ　ｂ信号は、ＰＣＭ符号化器６０５，６
０６．６０７でそれぞれディジタル信号に変換される。

これら３つのディジタル信号は、多重化部６０８で時分
割多重される。この時分割多重された信号は、Ｅ１０６
０９で光信号に変換され光ファイバに送出される。ここ
でＥｌｏ　６０９の伝送速度は、数百Ｍｂｐｓ以上とな
る。この方式は、装置規模、が大きく、コストも高価で
、しかも伝送路の光ファイバは非常に広帯域なものが要
求される。

第６図（ｄ）は、波長多重方法である。Ｙ、　　Ｐｒ。

ｐｂ倍信号、それぞれ、発光素子の波長がλ１．λ２、
λ３なるＥ１０８１０．Ｅｌｌ　１，６１２に入力され
光信号に変換される。これらの光信号は、光合波器６１
３で多重され光ファイバに送出される。

この方式は、多種類の発光素子と、光合分波器等の光部
品を必要とする。さらに、波長λ１．λ２゜λ３なる光
信号の光フアイバ中での伝帳速度が発光素子の波長によ
る屈折率の違いによって異なってくる。したがって、伝
送距離により信号の相対位相が異なり、この補正が難し
いという欠点があった。

このように従来の方法では、特にＨＤＴＶ信号のような
広帯域のコンポーネント信号を伝送するにはそれぞれ上
記のような欠点を有していた。

これらの課題を解決する伝送方法として、輝度信号をＰ
ＦＭし、そのＰＦＭされた信号を２つの色差信号で交互
にパルス幅変調して、１つのパルス列としてコンポーネ
ント映像信号を伝送する伝送方法がある（特願昭＋３２
−１７７４２８号）。

これは、伝送帯域を大きく広げることなく、１つのパル
ス列信号として効率的に伝送する伝送方法である。

発明が解決しようとする課題上記の伝送方法では、パルス列の立ち上がり成分に輝度
信号成分が、立ち下がり成分に色差信号成分が含まれて
いる。したがって、輝度信号および色差信号を再生する
には、受信時に、直流成分から高周波成分まで含むパル
ス列信号を再生する必要がある。しかし、この直流成分
から高周波成分まで含む信号を数十ｄＢ増幅することは
、回路実現上、困難である。さらに、この信号の直流レ
ベルは、輝度信号および２つの色差信号の信号振幅によ
り変化するので、利得制御を行うことも困難である。

さらに、伝送路等の帯域制限により波形間干渉がおこる
と、パルス列信号の直流成分の変動により波形干渉量が
異なり、直線性が悪くなる。

そこで、本発明は、かかる点に鑑みてなされたもので、
受信時の信号の増幅を容易にし、利得制御も容易に行え
る信号伝送方法を提供−することを目的としている。

また、本発明は、伝送路等の帯域制限により、波形間干
渉がおこる場合でも直線性のよい伝送を行うことができ
る信号伝送方法を提供することを目的としている。

課題を解決するための手段本発明は、輝度信号と２つ色差信号をもつコンポーネン
ト映像信号のうち輝度信号はパルス周波数変調（ＰＦＭ
）を行い、前記ＰＦＭされた信号を順次前記２つの色差
信号で交互にパルス幅変調（ＰＷＭ）を行い１つのパル
ス列信号として伝送し、前記１つのパルス列信号を受信
時に微分したのち増幅する信号処理を行い、前記コンポ
ーネント映像信号を復調する信号伝送方法である。

また本発明は、１つのパルス列信号を受信時に微分した
のち増幅する信号処理を行い、前記増幅された信号を自
動利得制御し、前記コンポーネント映像信号を復調する
信号伝送方法である。

また本発明は、色差信号復調時に輝度信号との加算を行
う。

また本発明は、輝度信号と２つ色差信号をもつコンポー
ネント映像信号の各信号をそれぞれ、１ライン毎に反転
し、前記１ライン毎に反転した輝度信号はＰＦＭを行い
、前記ＰＦＭされた信号を順次前記１ライン毎に反転し
た２つの色差信号で交互にＰＷＭして１つのパルス列信
号とし、前記コンポーネント映像信号を伝送する信号伝
送方法である。

作用本発明は以上のように、受信時に微小信号状態で微分し
て直流成分を除くことにより、後段の増幅を容易にする
ことができる。

また本発明は、受信時に微小信号状態で微分して直流成
分を除いた後に増幅してピークホールドすることにより
、利得制御が容易に精度よく行える。

また本発明は、色差信号が、ＰＦＭされた輝度信号を基
準にＰＷＭされているので、色差信号復調時に輝度信号
成分が重畳され、輝度信号を加算することにより、色差
信号だけを得ることができる。

さらに本発明は、コンポーネント映像信号の輝度信号と
２つの色差信号を１ライン毎に反転して伝送することに
より、伝送信号である１つのパルス列信号は、ライン毎
にパルス列信号の直流成分の変動を小さくすることがで
きるので、ライン毎に波形間干渉を低減することができ
、良好な伝送を行うことができる。

実施例請求項（１）、（２）および（３）に記載の発明につい
ての実施例を第１図、第２図、第３図および第４図を用
いて以下に説明する。

第１図において、コンポーネント映像信号のＹ。

Ｐｒ、　　ｐｂ倍信号、それぞれ低域通過フィルタ（以
下ＬＰＦと呼ぶ）４，５．６に人力される。これらのＬ
ＰＦ４〜６は、パルス列に変換する標本値のパルス周波
数との折り返しビート妨害が発生しないように余分な高
周波成分を除去している。

ＬＰＦ４を通過したＹ信号２００は、パルス幅りが一定
で、パルス間隔ＴがＹ信号の信号振幅に応じて変化する
ＰＦＭ変調器（Ｐｕｌｓｅｄ　　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　
　Ｍｏｄｕｌａｔｅｒ）　７に入力され、Ｐ　Ｆ　Ｍ　
（ＰｕｌｓｅｄＦｒｅｑｕｅｎｃｙ　　Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ）信号２０１に変換される。

このＰＦＭＦＭ変調器入出力信号の波形を第２図の２０
０，２０１に示す。

このＰＦＭ信号２０１は、フリップフロップ（以下ＦＦ
と呼ぶ）８に入力される。このＦＦ８は、ＰＦＭ信号２
０１を２分の１分周し、１８０°位相の異なった２つの
Ｑ信号２０２　、Ｑ信号２０３を出力する。第３図の２
０２，２０３，２０１に、この２つのＱ、Ｑ信号波形と
、ＰＦＭ信号の信号波形の関係を示す。ＦＦ８の出力信
号であるＱ信号２０２、Ｑ信号２０３は、それぞれＲ８
−ＦＦ９，１０のセット端子に入力される。

一方、Ｐｒ信号はＬＰＦ５を介してコンパレータ１１に
入力される。このコンパレータ１１は、ＬＰＦ５の出力
信号である信号振幅２０４と、ノコギリ波発生回路１２
の出力信号であるノコギリ波電圧２０５とを比較し、ノ
コギリ波電圧２０５がＬＰＦ５の出力信号である信号振
幅２０４より大きければ、ＨＩレベルなるトリガーパル
ス２０６を出力する。コンパレータ１１の出力であるト
リガーパルス２０６は、Ｒ５−ＦＦ９のリセット端子に
入力される。

Ｒ８−ＦＦ９は、ＦＦ８の出力信号Ｑ２０２の立ち上が
りエツジでセットされ、Ｈｉレベルを出力し、また、コ
ンパレータ１１の出力であるトリガーパルス２０６の立
ち上がりエツジによりリセットされＬｏレベルを出力す
る。このＲ８−ＦＦ９の出力信号２０７は、ノコギリ波
発生回路１２に入力される。ノコギリ波発生回路１２は
、入力信号がＨｌレベルになった時点から立ち上がり、
またＬＯレベルで初期値にもどるノコギリ波電圧２０５
を発生する。したがって、Ｒ８−ＦＦ９の出力信号２０
７のセットからリセット期間は、Ｐｒ信号の信号振幅に
より変化する。よって、Ｒ８−ＦＦ９の立ち下がりエツ
ジは、２１Ｍ変調器７の出力信号２０１の立ち上がりエ
ツジを基準として、Ｐｒ信号テハルス幅変調されている
。

同様にＰｂ信号はＬＰＦＢを介してコンパレータ１３に
入力される。このコンパレータ１３は、ＬＰＦ８の出力
信号である信号振幅２０８と、ノコギリ波発生回路１４
の出力信号であるノコギリ波＋１− 電圧２０９とを比較し、ノコギリ波電圧２０９がＬＰＦ
６の出力信号である信号振幅２０８より大きければ、Ｈ
ＩＬ’ベルなるトリガーパルス２１０を出力する。コン
パレータ１３の出力であるトリガーパルス２１０は、Ｒ
８−ＦＦ　１０のリセット端子に入力される。

Ｒ３−ＦＦｌ０は、ＦＦ８の出力信号Ｑ２０３の立ち上
がりエツジでセットされ、ＨＩレベルを出力し、また、
コンパレータ１３の出力であるトリガーパルス２１０の
立ち上がりエツジによりリセットされＬＯレベルを出力
する。このＲ８−ＦＦ　１０の出力信号２１１は、ノコ
ギリ波発生回路１４に入力される。ノコギリ波発生回路
１４は、入力信号がＨｉレベルになった時点から立ち上
がり、またＬｏレベルで初期値にもとるノコギリ波電圧
２゜９を発生する。したがって、Ｒ８−ＦＦｌ０の出力
信号２１１のセットからリセット期間は、Ｐｂ信号の信
号振幅により変化する。よって、Ｒ８−ＦＦｌ０の出力
信号２１１の立ち下がりエツジは、２１Ｍ変調器７の出
力信号２０１の立ち上がり工ッジを基準としてＰｂ信号
でパルス幅変調されている。

それぞれ位相の異なるＲ８−ＦＦ９，１０の出力信号２
０７，２１１は、加算器１５で加算される。

この加算器１５の出力信号２１２は、１つのパルス列信
号となっている。この１つのパルス列には、パルス間隔
ＴにＹ信号の情報が、パルス幅Ｄｒ、Ｄｂの交互に、そ
れぞれＰｒ、Ｐｂ信号の情報が含まれている。この加算
器１５の出力信号２１２は、Ｅ１０１６で光信号に変換
され送出される。

この光信号に変換されたパルス列信号を受信してコンポ
ーネント映像信号を復調する方法を第３図および第４図
で説明する。

受光素子３００に入力された光信号は、電流に変換され
る。この電流は、前置増幅器３０１により電流・電圧変
換される。この信号には、直流成分からＰＦＭの最小パ
ルス幅に対応する高周波成分までの周波数成分が含まれ
ている。また、この信号電圧は、微小信号であり、増幅
する必要がある。しかし、直流成分から高周波成分まで
の信号を数十ｄＢ増幅することは、回路実現上、困難で
ある。さらに、この信号の直流レベルは、輝度信号およ
び２つの色差信号の信号振幅により変化するので、ピー
ク検出の精度が悪くなり、利得制御が難しい。そこで、
この信号を微分回路３０２で微分し、直流成分を除いた
あと、利得可変交流増幅器３０３で増幅する。

微分信号の零レベルより高いレベルの信号成分は、受信
パルス列信号の立ち上がり成分であるので輝度信号成分
が含まれている。また、零レベルより低いレベルの信号
成分は、受信パルス列信号の立ち下がり成分であるので
色差信号成分が含まれている。

利得可変交流増幅器３０３の出力４００は、ピーク検出
回路３０４およびコンパレータ３０５．３０６に入力さ
れる。

ピーク検出回路３０４は、利得可変交流増幅器３０３の
出力信号４００の信号振幅を検出し、利得可変交流増幅
器３０３の利得を可変して利得可変交流増幅器３０３の
出力信号４００が一定となるように制御する。このよう
に微分したのちに増幅して利得制御することは、輝度信
号および色差信号により直流成分が変化しないので精度
よくピーク検出が行え、容易に精度のよい利得制御を行
うことができる。

コンパレータ３０５は、利得可変交流増幅器３０３の出
力信号の零レベルより高い直流レベル（＋ｙ）を閾値と
して、利得可変交流増幅器３０３の出力信号を識別する
。同様に、コンパレータ３０６は、利得可変交流増幅器
３０３の出力信号の零レベルより低い直流レベル（−ｙ
）を閾値として、利得可変交流増幅器３０３の出力信号
を識別する。

コンパレータ３０５の出力信号４０１は、ＬＰＦ３０７
．Ｒ８−ＦＦ３０８のセット端子および２分の１分周期
３０９に入力される。

このコンパレータ３０５の出力信号４０１は、輝度信号
がＰＦＭされたものになる。したがって、コンパレータ
３０５の出力信号４０１の低域成分は輝度信号であり、
ＬＰＦ３０７の出力から再生することかできる。このＬ
ＰＦ３０７の出力は、加算器３１３，３１７に入力され
る。

コンパレータ３０６の出力信号４０２は、色差信号成分
が含まれており、Ｒ８−ＦＦ３０８のリセット端子に入
力される。

Ｒ８−ＦＦ３０８は、コンパレータ３０５の出力信号４
０１の立ち上がりエツジでセットされ、コンパレータ３
０６の出力信号４０２の立ち下がりエツジでリセットさ
れる。したがって、Ｒ８−ＦＦ３０８の出力信号４０３
は、送信信号であるもとの１つのパルス列信号になって
いる。この信号４０３は、分配器３１０に入力される。

２分の１分周期器３０９は、コンパレータ３０５の出力
信号４０１を２分の１分周する。この２分の１分周され
た信号４０４は、分配器３１０に入力される。

分配器３１０は、出力端子Ａに、２分の１分周期器３０
９の出力信号４０４がＨｊレベルのとき、Ｒ８−ＦＦ３
０８の出力信号４０３を出力し、２分の１分周期器３０
９の出力信号４０４がＬｏレベルのときは、Ｌｏレベル
を出力する。また、出力端子Ｂに、２分の１分周期器３
０９の出力信号４０４がＬｏレベルのときはＲ８−ＦＦ
３０８の出力信号４０３を出力し、かつ２分の１分周期
器３０９の出力信号４０４がＨｉレベルのときはＬＯレ
ベルを出力する。

分配器３１０の出力端子Ａの出力信号４０５は、ノコギ
リ波発生回路３１１およびサンプルホールド回路３１２
に入力される。ノコギリ波発生回路３１１は、入力信号
がＨｉレベルになった時点から立ち上がり、またＬＯレ
ベルで初期値にもどるノコギリ波電圧４０６を発生する
。このノコギリ波電圧４０６は、サンプルホールド回路
３１２に入力される。

サンプルホールド回路３１２は、分配器３１０の出力端
子Ａの出力信号４０５の立ち下がりエツジでノコギリ波
電圧４０６をサンプルホールドし、立ち上がりエツジで
リセットする。色差信号は、ＰＦＭされた輝度信号を基
準にＰＷＭされているので、このリセットからリセット
までの間隔は、輝度信号のＰＦＭ成分である。したがっ
て、サンプルホールド回路３１２の出力信号４０７の低
域成分は、色差信号に輝度信号が重畳されている。

このサンプルホールド回路３１２の出力信号４０７は、
加算器３１３に入力される。

加算器３１３は、サンプルホールド回路３１２の出力信
号４０７に含まれる輝度信号成分と同じ一定量の負極性
輝度信号をサンプルホールド回路３１２の出力信号に加
算する。この加算器３１３の出力は、ＬＰＦ３１４に入
力される。このＬＰＦ３１４の出力から、色差信号を再
生することができる。

また、分周期３１０の出力端子Ｂも出力端子Ａと同様に
、ノコギリ波発生回路３１５、サンプルホールド回路３
１６、加算器３１７、ＬＰＦ３１８を介して、ＬＰＦ３
１８の出力から、色差信号を再生することができる。

以上説明してきたように、本発明は、受信時に微小信号
状態で微分することにより、後段の増幅を容易にするこ
とができ、さらに、輝度信号と色差信号の分離が容易に
行える。また、微分して直流成分を除いた後に増幅して
ピークホールドすることにより、利得制御が容易に精度
よく行える。

また、色差信号復調時に輝度信号との加算を行うことに
より、色差信号を良好に再生することができる。

次に請求項（４）に記載の発明の一実施例について説明
する。

第５図において、第１図および第２図と同じ構成要素に
は同一の番号を付し、説明を省略する。

コンポーネント映像信号の輝度信号と２つの色差信号Ｐ
ｒ信号およびｐｂ倍信号、それぞれ、１ライン反転回路
５００，５０１，５０２に入力される。

１ライン反転回路５００，５０１，５０２は、それぞれ
、輝度信号、Ｐｒ信号およびｐｂ倍信号１ライン毎に反
転させる。この１ライン転回路５００．５０１．５０２
の出力は、それぞれ、ＬＰＦ４，５．６に入力される。

このようにコンポーネント映像信号の輝度信号と２つの
色差信号Ｐｒ信号およびｐｂ倍信号１ライン毎に反転し
て伝送することにより、伝送信号である１つのパルス列
信号は、ライン毎にパルス列信号の直流成分の変動を小
さくすることができる。

したがって、伝送路等の帯域制限により、波形間干渉が
おこる場合でもライン毎に低減することができ、良好な
伝送を行うことができる。

発明の詳細な説明してきたように、請求項（１）記載の発明によれ
ば、受信時に微小信号状態で微分することにより、後段
の増幅を容易にすることができ、さらに、輝度信号と色
差信号の分離が容易に行える。

また、請求項（２）記載の発明によれば、受信時に微分
して直流成分を除いた後に増幅してピークホールドする
ことにより、利得制御が精度よく容易に行える。

また、請求項（３）記載の発明によれば、色差信号復調
時に輝度信号との加算を行うことにより、色差信号を良
好に再生することができる。

また、請求項（４）記載の発明によれば、伝送路等の帯
域制限により、波形間干渉がおこる場合てもライン毎に
低減することができ、良好な伝送を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
同実施例の各部の動作を示す波形図、第３図は本発明の
他の実施例を示すブロック図、第４図は同実施例の各部
の動作を示す波形図、第５図は本発明のさらに他の実施
例を示すブロック図、第６図は従来例を示すブロック図
である。４〜６，３０７，３１４，３１８・・・ＬＰＦ、７・Ｐ
ＦＭ変調器、８・・・ＦＦ１９，１０，３０８・・・Ｒ
８−ＦＦ１１１，１３・・・コンパレータ、　１２．１
３・・・のこぎり波発生回路、１５・・・加算器、ＩＥ
ｉ、Ｅ３０４．６０９〜６１２・・・Ｅｌｏｌ　３００
・・・受光素子、３０１・・・前置増幅器、３０２・・
・微分回路、３０３・・・利得可変交流増幅器、３０４
・・・ピーク検出回路、３０５．３０８・・・コンパレ
ータ、３０９・・・２分の１分周期、３１０・・・分配
器、３１１．３１５・・・ノコギリ波発生回路、３１２
，３１Ｅｉ・・・サンプルホールド回路、３１３，３１
７・・・加算器、５００〜５０２・・・１ライン反転回
路、６００〜６０２・・・変調器、６０３・・・多重器
、６０５〜６０７・・・ＰＣＭ符号化器、６０８・・・
多重化部、６１３・・・光合波器。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）輝度信号と２つの色差信号をもつコンポーネント
映像信号のうち輝度信号はパルス周波数変調（以下ＰＦ
Ｍと呼ぶ）を行い、前記ＰＦＭされた信号を順次前記２
つの色差信号で交互にパルス幅変調（以下ＰＷＭと呼ぶ
）を行い１つのパルス列信号として伝送し、前記１つの
パルス列信号を受信時に微分したのち増幅する信号処理
を行い、前記コンポーネント映像信号を復調することを
特徴とする信号伝送方法。
（２）１つのパルス列信号を受信時に微分したのち増幅
する信号処理を行い、前記増幅された信号を自動利得制
御し、前記コンポーネント映像信号を復調することを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の信号伝送方法。
（３）色差信号復調時に輝度信号との加算を行うことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の信号伝送方法。
（４）輝度信号と２つの色差信号をもつコンポーネント
映像信号の各信号をそれぞれ、１ライン毎に反転し、前
記１ライン毎に反転した輝度信号はＰＦＭを行い、前記
ＰＦＭされた信号を順次前記１ライン毎に反転した２つ
の色差信号で交互にＰＷＭして１つのパルス列信号とし
、前記コンポーネント映像信号を伝送することを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の信号伝送方法。