JPH02114898A - パルスモータの閉ループ制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ダイレクトドライブロボットを中心とした高
速、高精度駆動装置に使われるパルスモータの閉ループ
制御方法に関する。

〔従来の技術〕

パルスモータは構造的に自ら有する位置のパ歩進”機能
のため、安価、簡単なオープンループ駆動ができ、ＯＡ
機器等の計算機周辺端末機器に多用されている。他の用
途として、最近脚光をあびているダイレクトドライブロ
ボットがある。

減速機構を持たない必然性から、低速大トルク特性が要
求されるダイレクトドライブには、パルスモータの「低
速、大トルク」特性が適しているため、専らパルスモー
タが使われる。

しかしながら、ロボットの精度、人力指令に対する追従
性、負荷変動に対する剛性、スムーズモーション等のサ
ーボ性能の観点から、オープンループ駆動は好ましくな
く、位置検出器による閉ループ制御が必要となる。

そのための手法として、代表的に、１）高精度ＤＤマニ
ピニレータの開発（日本ロボット学会主催、ダイレクト
ドライブロボット講習会資料「６自由度垂直多関節形高
精度ＤＤマニピュレータの開発」）及び２　）　Ｌｅａ
ｄ　Ａｎｇｌｅ　１．２５（ｓｔｅｐ＞　　によるＭｈ
６ＦＩシーケンス法（オリエンタルモータ株式会社、Ｐ
ｒｏｃ、　　　八ｎｎｕａｌ　　　Ｓｙｍｐｏｓ＋ｕｍ
　　　Ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ　　Ｍｏｔ＋ｏｎＣｏｎ
ｔｒｏｌ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｄｅｖｉｃｅｓ　１５ｔｈ　
’８６）等が提案されている。

〔発明が解決しようとする課題〕

パルスモータの閉ループ制御の課題は、第１図〜第５図
に後述するように、パルスモータの回転磁界位置入力の
制御とトルク制御を行うことにより、ＤＣＣブラシレス
モーフを図り、それに公知の速度制御ループ、位置制御
ループを付加し、モータの有する最大トルクを活用した
最大加減速特性及び負荷外乱に対する静的・動的剛性（
スティフネス特性）を向上させるとともに、人力、外乱
負荷に対し、定常偏差のないしかも滑らかな動きを実現
させることにある。パルスモーク閉ループ制御の基本は
、回転、磁界位置人力制御とトルク制御である。

パルスモータの発生トルクは、ｌ　、ｓｉｎ　９’と表
現される。ここに、１．は巻線に流す実効電流値であり
、フルステップ駆動は±ｌｘ　の一定電流を励磁相切替
え毎に正負交互に切り替えて流すことにより行う。マイ
クロステップ駆動では、正弦波電流指令、／７）Ｍｓｉ
ｎωＬ及び４■つｃｏｓωｔを流ず。ここに、ωは回転
磁界位置指令の角速度である。またψは負荷角と称せら
れる角度で、回転磁界位置指令ベクトルの回転角θ、と
実際のロータ位置ベクトルの回転角θイ　との差角度で
あり、電気角表示されている。以下、この角度を単にＴ
という。

モータ発生トルクがＩｌ、ｌ５ｉｎψであることから分
かるように、（ｉ）　実効電流Ｉ。がいつもモータの最
大温度上昇許容値から決まる最大電流値となるよう電流
制御し、（１１）位置ループのマイナーループである速
度制御ループの速度偏差信号でψをπ／２〜π７２間で
制御すれば、静的負荷、粘性摩擦負荷、慣性負荷に応じ
、最適な回転磁界位置指令ベクトルをモータに対して発
生できるため、過渡応答、定常特性（位置オフセット、
速度制御範囲等）共に最適なものとなる。また、パルス
モータは、モータの有する最大トルクで加減速ができる
ため、動特性が向上すると共に、負荷に対するスティフ
ネス特性、定常特性も向上する。パルスモータの歯数は
メカニズムの制約からそれほど大きくとれないので、高
分解能の位置検出エンコーダを持つ閉ループ制御を行う
場合には、パルスモータの歯間での位置決め制御が必要
となる。すなわち、その場合には、マイクロステップ駆
動が基本となる。ここでは、簡単のため、２相モークの
正弦波マイクロステップ駆動（他に三角波、台形波等が
ある）を例にとり、前記（ｉ）、　（ｉｉ）の制御方法
を説明する。

実施例で具体的に説明するように、まず（１）の制御方
法に対しては電流制御ループを設け、Ａ相にＪ２１．ｓ
ｉｎωｔ、　Ｂ相にＩ　ＭＣＤＳ　（ＩＪ　ｔなる実効
電流ＩＮを流し得ること、（ｉ　ｉ）の制御方法に対し
ては速度偏差信号を操作量であるψすなわちトルク指令
信号に変換し、トルク制御を行い、がつそのψに基づい
て回転磁界位置指令ベクトルの回転角θ１（−ωｔ）を
制御できることが必要となる。

この観点から、前記文献１）　、２）を見てみれば、ま
ず文献１）はモータ巻線に流す電流を制御する（ｉ）の
電流ループは備えているが、この電流ループのみにより
トルク制御及び回転磁界位置指令ベクトル発生を行わせ
ようとするものであり、（１１）のＴの制御は間接的に
しか行われていない。このことは、実施例の第５図で説
明しているように、Ｔ制御ループをマイナーループとし
て有する速度ループの制御対象が１次遅れ系となるのに
対し、Ｔ制御ループがないため制御対象がパルスモータ
そのものの２次共振系となることにつながっている。

よって、補償要素の設計が難しくなると共に速度ループ
のカットオフ周波数を上げ難く、かつ制振が難しいとい
う欠点を有する。また、本文献１）には、マイクロステ
ップ駆動をベースにした制御方式は何ら示唆されていな
い。

文献２）に記載されている制御方法は、パルスモータの
歯ピッチと等しい分解能のエンコーダにより、励磁相切
替えを、固定された負荷角ψ（１，２５ｓｔｅｐ）　　
で行わせ、回転磁界位置指令ベクトルを歯ピッチの１／
４．２／４．３／４．４／４　の位置に、速度偏差信号
によって、指令に対してステップ状に追従させるサーボ
である。この制御方法は、文献１）に記載されていると
同様に電流制御ループを有し、速度制御ループの速度偏
差信号によりその電流ループ指令値を発生させているが
、その目的は上記したように、文献１）のトルク指令及
び回転磁界位置の間接点指令とは異なり、専らトルク指
令のみである。すなわち、このＴ制御はマイクロステッ
プにおける回転磁界位置指令発生用ではなく、フルステ
ップの１／４．２／４．３／４．４／４　に対する回転
磁界位置指令発生用のものである。明らかなように、こ
の方式はフルステップの１／４．２／４．３／４．４／
４　に間欠的に位置決めするた約に、連続的に電流を増
減し、トルク制御をするものであり、前記したように高
分解能で位置決め制御するダイレクトドライブロボット
用には位置決め精度上不適格である。

本発明の目的は、位置決めのための分解能からすれば非
常に少ないパルスモータの歯数に拘わらず、高分解能な
位置検出エンコーダの分解能のみで決まる位置決め精度
を有し、広範囲な速度比が可能であり、脱調せず、しか
も高い負荷剛性をもち、滑らかな動きをするマイクロス
テップ駆動をベースにした高速、高精度なパルスモータ
の閉ループ制御方法を達成することにある。

〔課題を解決するための手段〕

この目的を達成するために、本発明のパルスモータの閉
ループ制御方法は、パルスモータのロータ位置を検出し
、その検出値を該パルスモータの負荷角Ｔの指令値に加
算し、その加算値をパルスモータの相電流駆動電流制御
ループの指令値とすることにより、パルスモータのトル
ク制御を行うことを特徴とする。

パルスモータの制御系を位置制御ループ及び速度制御ル
ープで構成する制御系においては、速度制御ループの速
度偏差に関する情報に基づいて負荷角Ｔを導くことがで
きる。

本発明の閉ループ制御方法を達成するだめの制御系は、
具体的には、次の要件を備えている。

（１）　　パルスモータの巻線インダクタンスによる電
流応答の遅れを改善するための電流制御ループ。

（２）　　マイクロステップでの駆動電流＃Ｉ、１ｓｉ
ｎωｔ一／２１ｘｃｏｓωｔを発生させる５ＩＮＥ、　
Ｃ０３ＩＮＥ　ＲＯＭジェネレータと実効電流指令値Ｉ
うとの乗算回路。

（３）　　位置検出用エンコーダ。

（４）　　前記位置検出用エンコーダからパルスモータ
のロータ位置（角度）θ□を検出し、下記記述の速度制
御ループの速度偏差信号を、代表的には比例積分補償器
に入力し、その出力であるψ指令値ψゎに前記θ、検出
値を加算フィードバックし、その加算値θＬ−９’　ｃ
＋θ１をパルスモータへの回転磁界位置指令ベクトルの
回転角とし、このθ、−ωｔで前記５ＩＮＢ、　Ｃ０３
ＩＮ［ｉ　ＲＯＭジェネレータと乗算回路により（２）
記載の駆動電流指令値鵡１ｘｓｉｎωｔＪ２Ｉ　ｔｔｃ
Ｏ８ωｔを発生させ、この駆動電流指令値を前記電流制
御ループに人力し、パルスモータをマイクロステップ駆
動させるＴ制御ループ。

（５）下記記述の位置制御ループの位置偏差信号を代表
的には比例補償器に人力し、その出力である速度指令Ｖ
ｃ　に前記位置検出用エンコーダ出力を代表的にはＦ／
Ｖ変換した速度信号を負帰還する速度制御ループ。

（６）位置指令に、前記位置検出用エンコーダ出力を負
帰還する位置制御ループ。

このように、本発明では、パルスモータのロータ位置を
検出するエンコーダの情報よりパルスモータの固有の２
次系を分解し、制御操作量ψに対するロータ位置角速度
の伝達関数を１次系となるように単純化することにより
、ＤＣサーボモーター制御並みの従来技術が使える。ま
た、実効電流ｌｘ　の制御と併用することによりトルク
制御のダイナミックレンジの広いきめの細かい制御系が
構成できる。

〔実施例〕

以下、本発明を、２相モークを正弦波マイクロステップ
駆動する実施例に基づいて具体的に説明する。

第１図（ａ）は２相モータのモデル図であり、■はロー
タ、２はＡ相巻線、３はＢ相巻線である。第１図（ｂ）
は制御的に見たパルスモータのブロック図である。４は
パルスモータに与えられる回転磁界位置指令ベクトルの
回転角θｉで、第１図（ａ）に示ずＡ相電流Ｊ２Ｉｘｓ
ｉｎωｔまたはＢ相電流＃ＩｘｃｏｓωＬのωＬで与え
られる（θ１−ωｔ）。５はロータ１の位置ベクトルの
回転角θ０．６は同回転角θ、のフィードバック線、７
は前記した負荷角ψ、８はトルク発生機構で％　ｋ　Ｌ
ｓｉｎψ（ここにｋはロータ歯数、励磁巻線の巻数、永
久磁石の磁束等に関わる定数）なるモータ出力トルク９
を発生する。

すなわち、ψ＝±π／２のときのトルクが保持トルク　
（ホールディングトルク）となる。

以下、簡単のため、ｋ＝１と正規化して説明する。１０
はパルスモータのデイテントトルク、静止摩擦トルク、
負荷外乱トルク等訃含めた外乱トルク、１１は加減速ト
ルク、１２はロータ及び負荷のイナーシャＪと粘性摩擦
トルク（係数Ｄ）よりなる−次遅れ系（ここにω。’−
１／Ｊ、２ζω。−Ｄ／Ｊ）、１３はロータ角速度ｔ０
である。

周知ノように、パルスモータはこのような位置フィード
バック系を自ら構成しているため、歩進機能を有し、オ
ープンループ駆動ができるのである。この系は減衰定数
この小さい２次共振系でフルステップ駆動で特に顕著に
振動が現れる。また、入力θ１を急変させたり、外乱Ｔ
１の変化等によるθ１の急変等の状態でψが±π／２以
」二になると脱調現象が起こることも周知のことである
。

第２図は相電流と回転磁界位置指令ベクトルθ１との関
係を電気角表示で説明する図である。１６はＡ相電流Ｊ
７！　１１１ｓｉｎ　ωｔ、　１７はＢ相電流Ｊ２１　
）ＩＣＯ８ωｔ　。

１８はＡ相電流１６とＢ相電流１７で作られる回転磁界
位置指令ベクトル、１９はロータ位置ベクトルであり、
第１図で説明したθ１．θ、、（Ｐが、基準点からの電
気角として表示されている。この基準点からの電気角２
πは、パルスモータの歯間の機械角に対応する。歯間の
機械角４°のパルスモータであれば、電気角２πがこの
４°に対応する。パルスモータでは出力（発生）トルク
はＩイｓｉｎψであり、トルク制御の基本は■、を変化
させるか、Ｔを±π／２間で変化させるか（±π／２以
」二では脱調）、または両方を変化させるかである。■
８のみを変化させる文献１）の方法は、Ａ相電流１６及
びＢ相電流１７の振幅を速度ループの偏差で相似的に変
化させ、トルク制御を行うものではあるが、ロータ位置
５゜１９でψを制御するのではなく、ψはＡ相、Ｂ相電
流１６．１７の制御の結果として間接的に決まる。した
がって、パルスモータの歩進機能が切れるのでハナ＜、
第１図（ｂ）のパルスモータフィードパｙり線６が等価
的に切れ、Ａ相、Ｂ相電流１６．１７の制御の結果とし
て回転磁界位置指令ベクトル１８が生成され、第１図ら
）の回転角θ１　の指令が与えられることになる。よっ
て、速度ループの制御対象は第１図（ｂ）に示す共振２
次形となる。

これに対し、本発明の主旨は、ロータ位置ベクトルの回
転角θ、５を検出し、制御上、第１図（ｂ）のフィード
バック線６を等価的に切り、負荷角Ｔを外部から直接制
御するすなわち％＝ｄ、間の一次形を速度ループの制御
対象とさせようとするものである。このψ制御にＩ８制
御をも併用する方が、トルク制御のダイナミックレンジ
が増え、制御性が増すのは当然である。しかし、以下に
おいては、論点をより明確にするために、（Ｐ操作すな
わちロータ位置ベクトル回転角５．ロータ位置べクトル
１９を検出し、Ａ相、Ｂ相電流を制御することにより、
等価的にフィードバック線６を切り、パルスモータをブ
ランレスＤＣモータにするために、回転磁界位置ベクト
ル１８をどのように操作すれば良いかについて説明する
。

第３図はアキシャルギャップタイプハイブリッド型２相
パルスモータ（定格トルク３ｋｇ−ｍ）の実測トルク特
性（スティフネス特性）である。この特性図は第１図（
ｂ）のトルク発生機構８のトルク特性に相当するもので
、図示のようにかなり広い範囲で直線性を有している。

一般にはもっとより正弦波であるが、閉ループ系を考え
るとき、直線近似をしても大きな支障はない。以下、ト
ルクゲインを１つと簡略化する。

第４図はＴ制御ループを説明する図である。２１は前記
したＴの指令値ψ。、２２は前記した位置検出用エンコ
ーダ、２３は前記したロータ位置ベクトル１９の回転角
度θイを検出するエンコーダ処理回路、２４は負荷角指
令値（Ｐｃ２１と回転角度θ、、２３′　　の加算信号
θ、’、２５は角度−ＲＯＭアドレス変換器、２５′　
　はその出力である。２６及び２７はそれぞれ５ＩＮＢ
及びＣ０３ＩＮＩｌｉ発生用ＲＯＭで、０〜２π間の角
度アドレスに対する５ＩＮＢ、　Ｃ０３ＩＮＥ数値が格
納されている。角度−ＲＯＭアドレス変換器２５の出力
２５′　　でアドレスを指定すると、それに対する５ｉ
ｎＬ’　及びｃｏｓθ１′を発生する。図中、２８は実
効電流■。

の指令値、２９及び３０は乗算器、３１及び３２はＤ／
Ａ変換器である。

Ｄ／Ａ変換器３１．３２のリファレンスとしてＩ、＋２
８を設定することにより、乗算器２９．３０を省略する
ことはむろん可能である。３３及び３４はそれぞれＡ相
及びＢ相の電流指令値１．ｓｉｎθｌ’＋　ｒ　ｉ＋ｃ
ｏｓθ、′であり、これらが電流制御ループＰＷＭドラ
イバ３５及び３６に入力される。３７及び３８はそれぞ
れＡ相及びＢ相の電流検出用抵抗、３９及び４０はそれ
ぞれ電流制御ループの電流帰還線で、これらと電流指令
値３３及び３４とで電流制御ループを形成する。

Ａ相、Ｂ相の巻線２，３に流れる実電流の、泥１１１’
Ｓｉｎθ＋’＋　　／２１１１ＣＯ８θＩ′の角度θ１
′が第２図で説明したパルスモータへの指令θｉ　とな
り、実電流振幅＃１．’の実効値Ｉ。′がトルク発生機
構８のトルクゲインとなる。この■。、θ１′は、指令
値■。、θ１′に対し厳密な意味では電流ループの応答
分だけ遅れる。しかし、電流制御ループの周波数応答は
、可動部がなく巻線インダクタンス補償のためだけのル
ープであり、そのループゲインの限界値は巻線のストレ
ーキャパシタンスで制限されるのみであるので、その周
波数特性はＰＷＭキャリア周波数を数１０　ｋ　Ｈｚに
とれば、数ｋＨｚは容易にとれる。よって、パルスモー
タ閉ループ制御系の周波数応答として数１０七を考える
限り、Ｉｘ’＝１８、θ五′ζ０１′と置いてよい。

したがって、第４図のブロック図は第５図（ａ）のよう
に簡素化される。明らかなように、θｊ−θｉ′？ｃ＋
θ１であり、９’＝９’ｃ　となる。よって、第５図（
ａ）は第５図ら）のようになり、簡素化される。

第４図、第５図（ａ）に示すＴ制御ループにより、パル
スモータの歩進機能すなわち第１図（ａ）のパルスモー
タフィードバック線６が切られ、第５図（ｂ）に示す完
全なりＣブラシレスザーボモータ化が図られた。その意
義は、入力（制御ループを組むときの速度偏差）に対す
る速度δゎが一次遅れ系で与えられ、速度制御ループの
制御対象が単純化され制御し易いことと、ψ〈１π／２
１で制御するため、パルスモータ固有の脱調現象が起こ
り得ないことにある。すなわち、第５図（５）はまさし
くＤＣサーボモータそのものであり、このψ制御ループ
のメジャーループである速度ループ、位置ループに従来
技術が適用可能であることを示している。第５図（ｂ）
に示す（ｐｃ　を速度制御ループの偏差で制御すれば、
通常のＤＣサーボモータと同様のトルク制御ができる。

また回転磁界位置指令ベクトル１８の指令ができ、速度
ループ形成ができる。

第６図は簡略化された第５図をベースにした本パルスモ
ータ閉ループ制御の全体ブロック図である。１００の位
置指令θ。と第４図で説明したエンコーダ２２及びエン
コーダ処理回路２３の出力２３′　　との位置偏差１０
１　が代表的にはＰ（比例）制御器である補償器１　（
１０２）に人力される。その出力１０３が速度制御ルー
プの速度指令Ｖｃ１０３となる。

速度指令１０３　と、エンコーダ処理回路２３の代表的
にはＦ／Ｖ変換された速度帰還信号１０４　との速度偏
差１０５が補償器２　（１０６）に入力される。補償器
２　（１０６）は外乱トルクＴ、（１０）及び位置指令
１００　に対する位置偏差１０１　を定常的に零にする
ためＰＩ（比例積分）制御器で構成される。１０５　は
第４図、第５図で説明したψ制御ループであり、ψ。−
ψなる伝達特性を有する。１０６　は第４図で説明した
ＰＷＭドライバ３５．３６による定電流ループで前記し
たように数１０七を問題にする限り、伝達関数は１とな
る。８は既に説明した正規化トルクゲイン１、である。

速度信号１０４　の負帰還で形成される速度制御ループ
はそのメジャーループである位置ループに対し、微分補
償すなわち明らかに２次形となる位置ループの減衰係数
を主にはスムーズ制御すること及び外乱トルクＴ、　（
１０）に対する剛性補償をするという公知の役目を果た
す。これが簡単に行われるのは、第４図、第５図で説明
したψループ制御を行っているためである。

位置フィードバック信号２３′　　により形成される位
置制御ループは外乱トルクＴＬ（１０）に拘わらず第１
図〜第５図で説明した回転磁界位置指令ベクトル１８の
回転角θＩ　４で操作することにより、ロータ位置ベク
トル１９を所望のθ、（５）に位置決めする役目を果た
す。前記したように一般的に粗いパルスモータの歯間を
高分解能エンコーダの情報で精密に位置決めすることに
なる。

以上、２相パルスモータの正弦波マイクロステップ駆動
について説明したが、４相、５相パルスモータへの本原
理の適用は可能である。また、マイクロステップも三角
波、台形波駆動にも、第４図２６．２７のＲＯＭジェネ
レータの格納テーブルを変更するだけで対応可能であり
、それらも本発明に含まれるのは当然である。

また、ローフ位置検出器２２としてエンコーダで説明し
たが、多極レゾルバ、インダクトシン、光学式エンコー
ダ、磁気式エンコーダ、ポテンショメータ等、位置検出
をできるものがあれば全て適用できる。速度７１）、、
（１０４）の検出にしてもＦ／Ｖ変換器以外の速度推定
オブザーバでもよいし、ＦＩＦ○回路による移動平均速
度検出でもよいし、むろん速度発電機ＴＧでもよい。

〔発明の効果〕

以上に説明したように、本発明のパルスモータ用閉ルー
プ制御装置及び制御法は、次のような効果を奏する。

（１）　　パルスモータのロータ位置を検出するエンコ
ーダの情報よりパルスモータの固有の２次系を分解し、
制御操作量Ｔに対するロータ位置角速度の伝達関数を１
次系となるように単純化することにより、ＤＣサーボモ
ーター制御並みの従来技術が使える。

（２）実効電流ＩＮ　の制御と併用することによりトル
ク制御のダイナミックレンジの広いきめの細かい制御系
が構成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）は２相モータのモデル図、第１図（ｂ）は
制御的に見たパルスモータのブロック図、第２図は相電
流と回転磁界位置指令ベクトルθ１　との関係を電気角
表示で説明する図、第３図はアキシャルギャップタイプ
ハイブリッド型２相パルスモータの実測トルク特性図、
第４図はψ制御ループを説明するブロック図、第５図（
ａ）、（ｂ）は第４図の構成を簡略化したブロック図、
第６図は簡略化された第５図のブロックをベースにした
本パルスモータ閉ループ制御の全体ブロック図である。 １：ロータ　　　　　２：Ａ相巻線 ３：Ｂ相巻線 ４：回転磁界位置指令ベクトルの回転角θ１５：ロータ
位置ベクトルの回転角θ１ ６：θ、のフィードバック線 ７：負荷角ψ　　　　８：トルク発生限構９：モータ出
力トルク １０：外乱トルク　　　１１：加減速トルク１２ニー次
遅れ系　　　１３；ローフ角速度δ。 １６：Ａ相電流　　　　１７：Ｂ相電流１８：回転磁界
位置指令ベクトル １９；ロータ位置ベクトル ２１：負荷角指令値ｒＣ ２２：位置検出用エンコーダ ２３：θ、検出回路 ２４：ｐｃ２１と０□２３′の加算信号０１′２５：角
度−ＲＯＭアドレス変換器 ２５′：出力 ２６　：　５ＩＮＢ発生用ＲＯＭ ２７　：Ｃ０３ＩＮＩＥ発生用ＲＯＭ ２８：実効電流Ｉ。の指令値 ２９、３０°乗算器　　　　３１．３２：　Ｄ　／　Ａ
変換器３３：Ａ相の電流指令値 ３４：Ｂ相の電流指令値 ３５．３６：電流制御ループＰＷＭドライバ３７；Ａ相
の電流検出用抵抗 ３８：Ｂ相の電流検出用抵抗 ３９．４０：電流制御ループの電流帰還線１００：位置
指令θｃ１０１：位置偏差１０２：補償器　　　　　１
０３：速度指令Ｖｃ１０４：速度帰還信号　　１０５；
速度偏差１０６：補償器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. １．パルスモータのロータ位置を検出し、その検出値を
   該パルスモータの負荷角ψの指令値に加算し、その加算
   値をパルスモータの相電流駆動電流制御ループの指令値
   とすることにより、パルスモータのトルク制御を行うこ
   とを特徴とするパルスモータの閉ループ制御方法。
2. ２．パルスモータの制御系を位置制御ループ及び速度制
   御ループで構成する制御系において、速度制御ループの
   速度偏差に関する情報に基づいて負荷角ψを導くことを
   特徴とする請求項１記載のパルスモータの閉ループ制御
   方法。