JPH01144399A

JPH01144399A - 位置制御装置

Info

Publication number: JPH01144399A
Application number: JP62300761A
Authority: JP
Inventors: Toshio Inaji; 利夫稲治; Hiroshi Mitani; 浩三谷; Noriaki Wakabayashi; 若林　則章; Hiromi Onodera; 博美小野寺; Tsukasa Yoshiura; 司吉浦
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-11-27
Filing date: 1987-11-27
Publication date: 1989-06-06

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、位置制御装置に係わり、特に高速でかつ高精
度の位置決めが可能な位置制御装置に関する。

従来の技術近年、情報機器の性能の向上はめざましく、それに伴い
磁気ディスク装置やプリンタなどの駆動源としては、よ
り高速でより高精度の位置制御装置が要求されている。

従来、上述したこれらの機器の駆動源としては、ステッ
ピングモータが広く使用されている。

以下、図面を参照しながら従来の位置制御装置について
説明する。第１θ図は従来の位置制御装置の駆動源とし
て使用されるパーマネントマグネット（ＰＭ）形ステッ
ピングモータの原理を示す構成図である。

ｌは磁石よりなる回転子、２は固定子、３．４ハ磁性体
コアに巻かれた複数個のコイルで、３ａと３ｂ、４ａと
４ｂがそれぞれ直列接続されている。第１）図は第１０
図のステッピングモータを駆動するための基本駆動回路
である。スイッチ１）２ａ、　１）２ｂ。

１）３ａ、　１）３ｂで構成されるブリッジの中点間に
コイル３ａと３ｂが接続され、スイッチ１）４ａ、　１
）４ｂ、　１）５ａ、１）５ｂで構成されるブリッジの
中点間にはコイル４ａと４ｂが接続されている。スイッ
チ１）２．１）４．１）３．１）５を順次開閉すること
により、上記複数個ｂコイル３．４を外部から順序よく
励磁してやれば、回転子ｌはコイル３．４の励磁の状態
により位置をかえて歩進する。第１２図は第１０図に示
したステッピングモータの回転角−トルク特性を示すも
ので、１２１はコイル３ａ、３ｂをＡからＡ′の方向に
通電したときの回転角−トルク特性を示す。この励磁状
態では０点で回転子は静止し位置保持特性を持つ。外部
信号に同期してスイッチ１）２．１）４．１）３．１）
５を順次開閉すれば、ステッピングモータの回転角−ト
ルク特性は１２１．１２２．１２３．１２４と移動する
ので、外部信号に同期してステップ角９０°ずつ回転子
が回転することがわかる。そして位置決め分解能を上げ
るためにこのステップ角をさらに小さくするには回転子
の極数と固定子の相数を増やせばよいが構造上限界があ
る。そこで位置決め分解能を上げる方法として第１４図
に示すようなハイブリッドＰＭ形ステッピングモータが
今日では広く用いられている。第１４図（ａ）および（
ｂ）はハイブリッドＰＭ形ステッピングモータの断面図
と斜視図を示したものである。回転子１は軸方向に着磁
された磁石１４０とその磁石を両側から積層した磁性体
１４１．１４２より構成され磁性体円周には一定のピッ
チで刻まれた磁極歯を備えている。

一方、固定子２は回転子対向面に同じく磁極歯群を備え
た磁性体コアと磁性体コアに巻かれた複数個のコイル３
ａ、３ｂ、４ａ、４ｂから構成されている。

１４３は回転軸である。このハイブリッドＰＭ形ステッ
ピングモータを第１０図の場合と同様に、複数個のコイ
ルを外部から順序よく励磁してやれば回転子はコイルへ
の通電の状態により１／４歯ピツチずつ位置をかえて歩
進する。すなわち回転子と固定子の磁極歯の数を増やせ
ばステ・７プ角を小さくすることができる。しかし回転
子と固定子の磁極歯の数を増やすことには機械精度上限
界があり、位置決め分解能をさらに上げて位置決めをよ
り高精度に行うことは困難であった。

さらにステッピングモータには、位置決め停止の際に第
１３図に示すように停止点を中心に振動的になるという
現象が一般的にあり、位置の整定に時間を要すという欠
点がある。この振動を少なくし整定の時間を短縮するた
めには、回転子に機械的粘性抵抗を与えてやる必要があ
り、この場合には構造が複雑になるという欠点があった
。

さらにステッピングモータは外部４３号に同期した回転
数を得ることができるので、外部信号の周波数を速くす
れば高速回転を得ることができる。

しかし、ステッピングモータはコイルのもつ時定数や、
鉄損の影響により高速回転では電流の立ち上がりが遅れ
て効率よくトルクを発生することができず高°速化を目
指すと過渡的状態で脱調を引き起こしやすいという欠点
を有していた。特に位置決め分解能を上げるため、磁極
ピッチを綿かくした場合には１回転当りのスイッチング
周波数が上がるためその影響が大きく出ていた。

（例えば、見城尚志他「ステッピング・モータの基礎と
応用」、（昭５４．２．１０）　、総合電子出版社、Ｐ
、１５〜Ｐ、４２）。

発明が解決しようとする問題点上記のように、駆動源としてステッピングモータを使用
した位置制御装置は高速化が困難で、かつ位置決めの整
定時間が長いという欠点を持っていた。特に位置決め分
解能を上げることはステッピングモータの構造上困難で
あった。

本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、従来のス
テッピングモータでは実現できなかった高速で、かつ高
精度の位置決めが可能な位置制御装置を提供するもので
ある。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するために本発明の位置制御装置は、
磁性体もしくは磁石の少なくとも一方を備えた第１部材
と、前記第１部材と所定の空隙を介して対向する磁性体
コアと複数個のコイルを備えた第２部材とを含んでなる
電磁駆動装置と、前記第１部材と前記第２部材との空隙
を維持しその相対運動を自在ならしめる支持手段と、前
記第２部材に対する前記第１部材の相対的な現在位置を
認識する位置検出手段と、外部からの目的位置指令信号
と前記位置検出手段の出力する現在位置信号との偏差に
応じた偏差量を出力する比較手段と、前記電１駆動装置
に対する操作量として前記偏差量より電気角度量を演算
する操作電気角度演算手段と、前記電気角度量より互い
に位相の異なる複数相の信号を出力する関数発生手段と
、前記複数相の信号をそれぞれ増幅して前記複数個のコ
イルに電流を供給する駆動手段とを含めて構成され、そ
の偏差量をもとに操作電気角度演算手段により演算され
た電気角度量が所定の範囲内にあるか、否かを判別し所
定の範囲内にあるときは前記偏差量を時間積分して得ら
れた積分結果を前記電気角度量に加算して操作量を出力
し、電気角度量が所定の範囲を越えたときは所定値に制
限して操作量を出力するように構成し、その操作量に応
じて上記複数個のコイルの合成起磁力の位相を制御する
ことにより上記の目的を達成したものである。

作用本発明は上記の構成によって、目的位置を変更するよう
な過渡時には、位置検出手段により第１部材の現在位置
を常に検出して効率よくトルクを発生させることができ
るので過渡的状態でも脱調を引き起こすことはなく高速
化が可能である。さらに第１部材の現在位置と目的位置
指令とを比較手段により常に比較し、その偏差量をもと
に操作電気角度演算手段により電磁駆動装置に対する操
作量を演算し、その操作量に応じて複数個のコイルの合
成起磁力の位相を制御することによって電磁駆動装置を
目的位置に振動およびオーバシュートを押えた状態で、
素早く整定させることができる。したがって高速で、高
精度、かつ高分解能の位置制御装置が提供できる。

実施例以下本発明の一実施例の位置制御装置について、図面を
参照しながら説明する。

第１図は本発明の一実施例における位置制御装置の構成
図である。

第１図は電磁駆動装置として回転型のモータを使用した
ときの実施例である。第１図において、ｌは回転子であ
って磁石より構成され、電磁駆動装置の第１部材を形成
している。３．４は磁性体コアに巻かれたコイルで磁性
体コアとともに、回転子１と所定の空隙を介して対向す
る第２部材を構成している。上記第１部材と第２部材よ
り電磁駆動装置が構成されている。５は回転子１の位（
なを検出し２相の正弦波状の位置信号ｓａ、ｓｂを出力
する位置信号発生手段である。６は位置検出手段で、位
置信号発生手段５の出力する２相正弦波ｓａ、ｓｂが入
力され回転子ｌの現在位置すを高分解能で出力する。７
は比較手段であって、位置検出手段６の出力する現在位
置すと指令入力端子１）に与えられる目的位置ａとが入
力され、偏差信号ｃ　（＝ａ−ｂ）が出力される。操作
電気角度演算手段８には、偏差信号Ｃが入力されて適当
な制御演算を施し電気角度ｆｉｅを出力する。９は関数
発生手段であって、電気角度ｉｏに応じた２相の正弦波
信号ｓｃとｓｓが出力される。１０は駆動手段であって
関数発生手段９から出力される２相正弦波信号ｓｃ、ｓ
ｓを増幅してそれぞれコイル３．４に電流が供給される
。

第７図に位置検出手段６の一実施例を示す。第７図にお
いて、７１ａ、７１ｂは位置信号発生手段５の出力する
２相の正弦波状位置信号ｓａ、ｓｂをそれぞれ増幅する
位置信号増幅器である。７２ａ、７２ｂは変調回路で、
位置信号増幅器７１ａ、７１ｂの２相正弦波出力でもっ
て高い周波数のキャリア信号７５ａ、７６ｂをそれぞれ
変調する一種の乗算器である。８４はキャリア信号発生
器であって、基準発振器７７の基準クロック信号を分周
してキャリア信号７６ａ、７６ｂを作成している。この
２つのキャリア信号７５ａ、７６ｂは互いに９０”ずつ
位相がずれていて、キャリア信号発生器８４より変調回
路７２ａ、７２ｂに入力されている。７３は加算回路で
、上記２つの変調回路７２ａ、７２ｂの変調出力を加え
合わせる。７４はローパスフィルタであり、加算回路で
加え合わされた変調出力の高調波成分を除去し、基本波
成分のみを取り出す。７５は波形整形回路で上記基本波
を矩形波に変換する。

いま位置信号増幅器７１ａ、７１ｂの２相正弦波出力を
それぞれＥＡ（θ）　、Ｅ、（θ）、とすれば以下のよ
うに表現できる。

ＥＡ（θ）　＝Ｅ　−ＣＯＳ　（２πθ／θ、）Ｅｌ　
（θ）＝Ｅ−ＳＩＮ（２πθ／θ、）ただし、θは回転
子ｌの回転角度、θ、は位置信号発生手段５の出力する
正弦波の１周期ピッチ、Ｅは正弦波位置信号の波高値で
ある。

一方、キャリア信号７６ａ、７６ｂをそれぞれＣＡ（ｔ
）　、Ｃ１）（ｔ）とすれば以下のように表現できる。

ＣＡ（θ）　−ｃｏｓ　（２７Ｃｆ　ｃｔ）Ｃ１（θ）
　＝　ｓｉｎ　（２πｆｃｔ）ただし、ｆｃ　はキャリ
ア周波数である。

変調回路７２ａ、７２ｂで変調後、加算回路で加え合わ
せた結果をｐ　（ｔ、　　θ）とすれば、Ｐ　（ｔ、　
　θ）”ＥＡ（θ）・ＣＡ（θ）＋Ｅ８（θ）・Ｃａ（
θ）＝Ｅ　　（ｃｏｓ　　（２πθ／θ、）−、ｃｏｓ（２
πｆｃｔ）＋５ｉｎ（２πθ／θＦ　）　　・ｓｉｎ　
　（２πｆｃｔ））−Ｅｃｏｓ（２πｆａｔ　　−２π
θ／θ２）となる。これはｆｃの周波数をもつキャリア
に２πθ／θ２という位相項が含まれていることを意味
している。換言すれば、Ｐ　（ｔ、　　θ）では位置情
報θが位相情報という形に変換されている。したがって
Ｐ　（ｔ、　　θ）の位相情報を復調すれば回転子ｌの
位置を認識することができる。

なお上記Ｐ　（ｔ、　　θ）から回転子の位置を正確に
検出するためには位置信号ＥＡ（θ’）　、Ｅ、（θ）
の波形が回転位置θに関して歪の少ない正弦波状である
必要がある。もし歪が大きいとうねりの多い直線状の悪
い位置検出器になってしまう。

またローパスフィルタ７４はＰ　（ｔ、　　θ）に含ま
れる高調波成分を除去する働きがある。−船釣にキャリ
ア信号７６ａ、７６ｂは高調波の非常に多いもの（例え
ば矩形波）が使われることが多く、その場合はローパス
フィルタ７４は不可欠の要素である。

第８図は変調回路７２ａ、７２ｂの一実施例である。

８５は変調回路への入力で、位置信号増幅器７１ａまた
は７１ｂの正弦波出力Ｅ（θ）が入力される。８６は反
転増幅器（ゲイン１）である。８７はキャリア信号（周
波数ｒｅ）７６によって制御される半導体スイッチであ
る。上記半導体スイッチ８７はキャリア信号７６が“Ｈ
レベル”のときは位置信号Ｅ（θ）をそのまま伝送し、
キャリア信号７６が“Ｌレベル°゛のときは反転した位
置信号−Ｅ（θ）を伝送するように構成されていて、図
に示すような変調出力８８を得ている。

さて変調後加算された信号ｐ　（ｔ、　　θ）はそのま
までは利用できないので、これを復調して位置情報のみ
を分離して取り出す必要がある。本発明の実施例では信
号Ｐ　（ｔ、　　θ）を波形整形回路７５で矩形波に変
換した後、キャリア信号７６ａに対する信号Ｐ　（ｔ、
　　θ）の位相ずれを、基小発振器７７の出力する基準
クロック信号を用いて直接計数することにより分解能の
高い位置情報を取り出すという復調方式を用いている。

７８は信号Ｐ　（ｔ、　　θ）の位相情報を、計数する
ための位相差カウンタである。位相差カウンタ７８の入
力は、キャリア信号７６ａと信号Ｐ　（ｔ、　　θ）を
波形整形回路７５で矩形波された信号と発振器７７の出
力する基準クロック信号とである。位相差カウンタ７８
はキャリア信号７６ａの立ち上がり　（または立ち下が
り）で基準クロック信号の計数を開始し、信号Ｐ　（ｔ
、　　θ）の立ち上がり（または立ち下がり）検出する
まで計数する。このように構成することにより信号Ｐ（
１，θ）に含まれる位相情報（２πθ／θ、）が位相差
カウンタ７８の計数値として取り出すことができる。ま
たキャリア信号７６ａの周波数はｒｃなので周波数ｆｃ
のｎ倍の周波数を持つ基準クロック信号を用いることに
よって、１周期に対して１　／　ｎの分解能を持った位
相測定が可能になる。

これは位相２πに対して１／ｎの分解能を持つことを意
味し、位相２πが位置信号発生手段５の出力する正弦波
位置信号の１周期ビフチθ、に対応するので回転角に対
して位置信号の１周期ピッチθ２を等間隔に１　／　ｎ
に内挿（または補間）したことを意味している。したが
って分解能を上げ、滑らかな位置情報を得るためにはθ
２を小さく、ｎを大きくすればよい。８４は分周回路で
発振器７７の出力を１／ｎに分周し２相のキャリア信号
７６ａ、７６ｂを出力する。ところで位相差カウンタ７
８の内容は最大ｎであり、位置信号の１周期ピッ千〇。

の範囲内でしか位相の弁別能力がない。そこで実際の位
置制御装置で必要とされるような広い範囲内での動作を
可能にするために、１つの可逆カウンタを設は位置信号
が１周期ピッチθ、を越えた数を計数している。８０が
上述の可逆カウンタであり、７９はパルス分離回路であ
る。パルス分離回路７９は位相差カウンタ７８の内容が
０→ｎまたはｎ→０に変化する毎にそれぞれに応じてア
ップ・カウント・パルス、ダウン・カウント・パルスに
分離する。可逆カウンタ８０は、このアップ・カウント
・パルス、ダウン・カウント・パルスを受けてアップ・
カウントまたはダウン・カウントする。８１は可逆カウ
ンタ８０の原点・初期リセット入力である。８２は位置
カウンタで、可逆カウンタ８０の内容と位相差カウンタ
７８の内容をそれぞれ上位ビット部および下位ビット部
に合成する。

以上の構成によって回転子１の位置は位置カウンタ８２
にディジタル的に示されることになる。８３が位置検出
手段の出力となる。

第２図に比較手段７、操作電気角度演算手段８、関数発
生手段９の構成を示す。本実施例では、比較手段７、操
作電気角度演算手段８、関数発生手段９は、Ａ／Ｄ変換
器２１と演算器２２とメモリ２３とＤ／Ａ変換器２４ａ
、２４ｂとで構成される。Ａ／Ｄ変換器２１は、指令入
力端子１）に与えられる目的位置ａをディジタル信号Ｑ
ｒｅｆに変換している。目的位置ａが始めからディジタ
ル値Ｑｒｅｆで与えられる場合はＡ／Ｄ変換器２１は不
要となる。演算器２２は、メモリ２３のＲＯＭ　領域（
リードオンリメモリ領域）に格納されている後述の所定
の内蔵プログラムに従って動作し、Ａ／Ｄ変換器２１の
ディジタル信号Ｑｒｅｆと位置検出手段６の出力する現
在位置ｂ（ディジタル信号Ｑｘ）とをＲＡ　Ｍ　ｆＪ域
（ランダムアクセスメモリ領域）に取り込み、所定の演
算を施した後に合成して、電気角度ｉｏに対応するディ
ジタル信号Ｅを演算する。次に演算器２２はディジタル
信号Ｅに応じてメモリ２３のＲＯＭ　ｊｌ域に格納され
ているＳＩＮ波およびＣＯ８波の関数テーブルを参照す
ることによりディジタル信号Ｅに応じた２相信号ｓｃ、
ｓｓを求め、それをＤ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂに出力
する。Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂは２相信号ＳＣ，，
ＳＳをそれぞれディジタル−アナログ変換して２相のア
ナログ信号ｓｃ、ｓｓを出力している。

次に、メモリ２３のＲＯＭ領域に格納されている内蔵プ
ログラムについて説明する。

まず、第３図に示した基本フローチャートに基づいて概
略を説明する。

処理３１では、タイマーからの割り込みを待っている。

タイマーは、所定の時間ΔＴ毎に割り込み信号を発生し
、割り込みが入ると■に移行する。

すなわち、サンプリング時間ΔＴで以下の処理を行うこ
とになる。

処理３２では、目的位置ａに相当するディジタル信号Ｑ
　ｒｅｆと現在位置すに相当するディジタルＱＸをそれ
ぞれ取り込みＲＡ　Ｍ　Ｌｊｌ域に格納する。

処理３３では、回転子ｌの回転位置を目的位置に位置決
めするために、目的位置ａと現在位ｙ１ｂの偏差信号Ｃ
に相当するディジタル信号Ｑをもとに制御演算し、関数
発生手段９の入力となるディジタル信号Ｅを作り出して
いる。

処理３４では、回転子ｌの現在位Ｈｂに対応するディジ
タル信号Ｑ工と処理３３で得られたディジタル信号已に
応じてメモリ２３のＲＯＭ　’ｐＭ域に格納されている
ＳＩＮ波およびＣＯ８波の関数テーブルを参照し、２相
信号ｓｃ、ｓｓを求め、それぞれをＤ／Ａ変換器２４ａ
、２４ｂに出力する。Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂはデ
ィジタル信号ｓｃ、ｓｓをそれぞれアナログ信号ｓｃ、
ｓｓに変換する。本処理のあとは、■に移行する。

次に、処理３２〜３３について、第４図、第５図、第６
図を用いて詳しく説明する。

第４図は、処理３２の詳細なフローチャートである。ま
ず、処理４１．４２で目的位置ａと現在位置すに対応す
るディジタル信号Ｑｒｅｆ　、、ＱＸをＲＡＭ領域に格
納する。処理４３では前回のサンプリング時の値を保持
する変数Ｑｎの内容を変数Ｑ７−１に格納する。変数Ｑ
７は目的位置ａと現在位置すの偏差信号Ｃに対応するデ
ィジタル信号である。次に処理４４では目的位置ａと現
在位置すの偏差信号Ｃに対応するディジタル信号Ｑ、、
を新たに演算（Ｑｎ＝Ｑｒｅｆ　−ＱＸ　）　Ｌ／、変
数０１に格納する。

すなわち、この時点で今現在の回転子１の回転位置と目
的位置の偏差信号が変数Ｑｆｉに格納されたことになる
。さらに、ｌサンプリング前の現在位置と目的位置の偏
差信号は変数Ｑ１−２に格納されている。

第５図は、処理３３の詳細なフローチャートである。ま
ず、処理５１で目的位置ａと現在位置すの今現在の偏差
信号ｃ　（＝ａ−ｂ）に対応する値を保持する変数Ｑ、
１をＫ１倍し、結果を変数Ｐに格納する。変数Ｐは比例
信号になる。処理５２で今現在の偏差信号Ｃに対応する
値を保持する変数Ｑ７から１サンプリング前の偏差信号
Ｃに対応する値を保持する変数Ｑ。−１を引算し、その
結果を変数ΔＱに格納する。処理５３で変数Ｑ１にサン
プリング周期ΔＴを掛けた値Ｑ、ｌ　　・ΔＴを演算し
、その結果を１サンプリング前の変数５ｎ−１に加算す
る。

すなわち、下記の演算（１）を行い、演算結果は変数Ｓ
、、に格納される。

Ｓ、ｌ＝Ｓ、、　　→−Ｑ１　・ΔＴ　−・−・・−・
・−・・・・・−・−・−（１）式（１）においてＯ７
は目的位置ａと現在位置すの偏差信号Ｃを表すものであ
り、目的位置ａと現在位置すに定常的な偏差が存在する
と、毎回のサンプリング毎に項〔Ｑ、ｌ　　・ΔＴ〕が
変数８□１に加算される。この結果、変数Ｓ、、は時間
と共に太き（なり、ａとｂの定常的な偏差をなくすこと
ができる。サンプリング周期ΔＴが十分小であるとすれ
ば、弐（１）で表されるＳ７は偏差信号Ｃを時間積分し
た結果を示すことになる。次に、処理５４では変数８１
をに２倍し、結果を変数１に格納する。

変数１は積分信号となる。次に、処理５５では変数ΔＱ
をサンプリング周期ΔＴで除した値ΔＱ／ΔＴをに３倍
し、結果を変数りに格納する。変数りは微分信号となる
。処理５６では処理５１．５５で得られた演算結果の変
数ＰとＤを加算して、その結果を変数Ｗに格納する。処
理５７は変数Ｗの絶対値ＩＷ＋が所定値Ｗ０の範囲内に
あるか、否かを判別するもので、１ｗ１＜ｗ、のときは
処理５日へ移行し、ＩＷＩ≧Ｗ０のときは処理５９に移
行する。

まず変数Ｗの絶対値ＩＷＩが所定値Ｗ０の範囲内にある
ときには、処理５８が実行される。処理５日では処理５
６の演算結果Ｗに処理５４の演算結果１を加算し、その
結果を変数Ｅに格納する。そして■に移行する。次にＩ
ＷＩ≧Ｗ０のときは処理５９、処理６０が実行される。

処理５９では処理５６の演算結果Ｗをそのまま変数Ｅに
格納する。処理６０では処理５３で得られた積分の演算
結果Ｓ、、を零にする。その後に■に移行する。

第６図は、処理３４の詳細なフローチャートである。ま
ず、処理６１では回転子ｌの現在位置すに対応するディ
ジタル信号ＱＸと処理３３で得られたディジタル信号Ｅ
とを加算し変数Ｆに格納する。

処理６２では、処理６１で得られたディジタル信号Ｆに
応じてメモリ２３のＲＯＭ　ｊｉ域に格納されているＣ
Ｏ８波の関数テーブルを参照することによりディジタル
信号Ｆに応じた正弦波信号ＳＣを求める。

同様に処理６３では、ディジタル信号Ｆに応じてメモリ
２３のＲＯＭ領域に格納されているＳＩＮ波の関数テー
ブルを参照することによりディジタル信号Ｆに応じた正
弦波信号ＳＳを求める。すなわち、ディジタル信号Ｆに
応じた２相体号ｓｃ、ｓｓを求める。そして最後に２相
体号ｓｃ、ｓｓをそれぞれＤ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂ
に出力する。Ｄ／Ａ変換器２４ａ、２４ｂはディジタル
信号ｓｃ、ｓｓをそれぞれアナログ信号ｓｃ、、ｓｓに
変換する。関数発生手段９の出力する２相体号ｓｃ、ｓ
ｓはそれぞれ駆動手段１０に入力される。２相信号５Ｃ
１ｓｓは駆動手段１０により電力増幅されてｓｃ、ｓＳ
に比例した２相の電流信号（もしくは電圧信号）に変換
され固定子コアに巻かれた２相のコイル３．４に供給さ
れる。その後、■に移行し次のタイマ割り込みを待つ（
第３図参照）。

以下、本発明の一実施例の位置制御装置の動作について
、詳細に説明する。

第９図は位置制御装置のトルク発生機構を示すための概
念図である。第９図において３．４は２相のコイルであ
る。Φは回転子１の磁極ベクトルを示す。位置検出手段
６はコイル３に対する磁極ベクトルφの回転位置を検出
することになる。したがって各相に流れる電流をそれぞ
れＩＡ、Ｉｍとすれば、発生するトルクはＡ相　　−に、・ＴＡ−ＳＩＮ　（ｂ）Ｂ相　　　Ｋｔ
’１ｍ　・ＳＩＮ　（π／２−　ｂ）”Ｋｔ　　−Ｌ−
ＣＯＳ　（ｂ）ただし、Ｋｔ：トルク係数となる。

固定子の２相のコイル３．４に供給される電流は関数発
生手段９の出力する２相体号ｓｃ、ｓｓに従って正弦波
状に変化する。関数発生手段９には、回転子ｌの現在位
置すと操作電気角度演算手段８で得られた電気角度量ｅ
の加算信号ｒ（＝ｂ＋６）が入力され、関数発生手段９
は加算信号ｆに応じた２相正弦波信号ｓｃ、ｓｓを出力
する。

したがってコイル３．４の各相に供給される電流は関数
発生手段９の出力する２相体号ｓｃ、ｓｓに比例するの
でＩＡ　＝　１０・ＣＯＳ　（ｂ　＋　ｅ）Ｉｓ　−［、
・ＳＩＮ　（ｂ　＋　ｅ）ただし、■。　＝電流波高値となる。

したがって、全体の発生トルクはＴ＝Ｋｔ−１０（ＳＩＮ　（ｂ）　　・　ＣＯＳ　（ｂ
＋ｅ）＋　ＣＯ３（ｂ）　　−ＳＩＮ　（ｂ　＋　ｅ）
　）＝Ｋ　ｔ−１０・ＳＩＮ　（ｅ　）　　　”−’−
”−−−−−−””−（２）となる。このことはコイル
３．４の合成した起磁力が、第９図の９１に示すように
ｂ十ｅの位置に形成されることを意味する。そして本位
置制御装置では現在位置と目的位置の偏差に応じて複数
個のコイルの合成起磁力の位相を制御していることにな
る。すなわち、（２）式より変数ｅを制御することによ
り発生トルクＴを変化させて位置決め特性を持たせるこ
とができる。また、（２）式より発生トルクＴは変数ｅ
に関して正弦関数となっているのでｅ＝π／２のとき発
生トルクＴは最大加速トルクとなり、逆にｅ−−π／２
のとき発生トルクＴは最大減速トルクとなることが分か
る。したがって変数ｅの絶対値がπ／２を越えたときに
は変数ｅの絶対値をπ／２に制限することが望ましい。

そうすることにより効率よくトルクを発生させることが
できる。

処理５７で変数Ｗの絶対値ＩＷが所定値Ｗ。の範囲内に
あり、１’ｗｌ＜ｗ、のときは処理５８により、操作電
気角度演算手段８は比較手段の出力する偏差信号Ｃの比
例信号、微分信号、および積分信号を合成することによ
って電気角度ｆｉｌｅを得ている。

したがって微分信号の作用によって電気的にダンピング
を付与することができるので位置決め時に発生する回転
子の振動をなくし整定時間を大幅に短縮することができ
る。さらには電気角度ｌｅに含まれる積分信号の作用に
よって目的位置ａと現在位置すとの間に発生する定常偏
差を零にすることができ為。これは次の理由による。す
なわち、摩擦あるいは負荷によって目的位置ａと現在位
置すに偏差が発生したときは、偏差信号ｃ（＝ａ−ｂ）
が零でないため（１）式第３項により積分信号は時間と
ともに増加し現在位置すを目的位置ａに徐々に近づける
。そして偏差信号Ｃが零になったとき安定するため、定
常偏差を発生しない。

次に操作電気角度演算手段８に処理５７．５９．６０を
含めず常に処理５８の゛制御演算を行って電磁駆動装置
の位置決め制御を行った場合の動作について説明する。

第１８図は電磁駆動装置の回転位置すのステップ応答波
形を示したものである。第１８図においてａはステップ
状の目的位置指令を示したもので、ｂは電磁駆動装置の
回転位置を示したものである。

図より明らかなように電磁駆動装置の回転位置は極めて
大きなオーバシュートを生じ、目的位ｌ　ａに整定する
のに時間を要しく整定時間ｔｓ）、この現象は電磁駆動
装置の発生トルクが小さいほど顕著に現れる。それは以
下の理由による。すなわち、ステップ状の目的位置指令
ａに対して電磁駆動装置が目的位置ａまで加速されよう
とするが、電磁駆動装置自身の発生トルクが小さいとき
には目的位置ａまで移動するのに時間を要す。その間、
（１）式で表される積分信号は加算積分されて過大とな
る。そして電磁駆動装置の回転位置すが目的位置ａに到
達した時点では積分信号は零でないため、積分信号が零
になるまで電磁駆動装置の回転位置すはオーバシュート
することになる。

次の操作電気角度演算手段８に処理５７．５９．６０を
含め、処理５７により変数Ｗの絶対値ＩＷ＋が所定４＋
Ｙ　％“、Ｉｏの範囲内にあるか、否かに応じて、制御
演算を変更する場合について説明する。処理５７で、Ｉ
ＷＩ≧Ｗｏのときは処理５９により操作電気角度演算手
段８は比較手段の出力する偏差信号Ｃの比例信号と微分
信号のみを合成することによって電気角度￥ｅを得てい
る。しかも処理６０では処理５３で得られた積分の演算
結果Ｓ７を零にする。したがって（１）式で表される積
分信号が加算積分されて過大となることはなく、電磁駆
動装置の回転位置すが目的位ｉηａに到達した時点では
既に積分信号は零であり、電磁駆動装置の回転位置すは
オーバシュートすることはない。

第１９図は本発明の電磁駆動装置の回転位置すのステッ
プ応答波形を示したものである。第１９図においてａは
ステップ状の目的位置指令を示したもので、ｂは電磁駆
動装置の回転位置を示したものである。図より明らかな
ように本発明の電磁駆動装置では回転位置は第１８図で
見られるようなオーバシュートを発生せず、目的位置ａ
に短時間で整定することが分かる（整定時間ｔｓ）。

なお、上述の実施例において、電磁駆動装置の機構部分
には従来のステッピングモータすべてを適用することが
できる。すなわち、第４図に示すようなハイブリッドＰ
Ｍ形ステンビングモータや、第１５図に示すような回転
子コア１５０、固定子コア２ともに一定のピッチで刻ま
れた磁極歯を有する磁性体よりなるＶＲ形ステッピング
モータや、第１６図に示すように回転子が多極着磁され
た磁石１６０よりなるＰＭ形ステッピングモータとして
もよい。

また、第１４図の実施例において、バイアス磁界を発生
する磁石１４０は回転子側に設けられているが、第１７
図に示すようにバイアス磁界を発生する磁石１７０を固
定子側に設けてもよい。また、実施例では２相コイルの
ステッピングモータとしているが他の３相以上のステッ
ピングモータとしても同様の効果を得ることができる。

また実施例では２相の位置信号を出力する位置信号発生
手段を適用したが、３相以上の位置信号を出力する位置
信号発生手段を適用しても同様の効果を得ることができ
る。

なお、以上の説明では、電磁駆動装置として回転型のモ
ータを使用して本発明の詳細な説明したが、もちろん、
リニアモータのような直線運動をする駆動源を使用して
も通用することができることは言うまでもない。また、
以上の説明ではモータの回転位置の位置信号発生手段は
モータの回転軸に直結されているものとしたが、モータ
の回転にしたがって駆動される可動部材に取り付けても
可能なことは言うまでもない。

発明の効果以上述べたように、本発明の位置制御装置は、位置検出
手段により常に回転子の現在位置を高分解能で検出して
いる。また本発明の位置制御装置は、比較手段により現
在位置と目的位置指令とを　４比較し、その偏差量をも
とに操作電気角度演算手段により電磁駆動装置に対する
電気角度量を演算する。そしてその電気角度量を操作量
として関数発生手段を介して駆動手段に供給することに
より現在位置と目的位置の偏差に応じて複数個のコイル
の合成起磁力の位相を制御している。その結果、目的位
置に対して振動およびオーバシュートを極力押さえた状
態で、素早（整定させることが可能となり、位置制御装
置で必要とされる即応性が得られる。

さらに、本発明の位置制御装置は、操作電気角度演算手
段に積分信号を容易に加えることが可能で、定常状態に
おいて外乱負荷に対しても定常偏差の発生しない高精度
な位置決め精度を実現することができる。

したがって、本発明により、例えば磁気ディスク装置ま
たはプリンタの駆動源として使用するならば、高速で、
高精度、かつ高分解能の位置決め性能を容易に実現する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における位置制御装置の構成
図、第２図は第１図の比較手段、操作電気角度演算手段
、関数発生手段の具体的な構成を示す構成図、第３図は
第２図のメモリのＲＯＭ領域に格納されている内蔵プロ
グラムの基本フローチャート、第４図、第５図、第６図
は第３図の各処理の詳細なフローチャート、第７図は第
１図の位置検出手段の一実施例のブロック図、第８図は
第７図の変調回路を示す回路図、第９図は位置制御装置
のトルク発生機構を示すための概念図、第１０図は従来
における位置制御装置の原理図、第１）図は第１０図の
位置制御装置の駆動回路図、第１２図は第１Ｏ図の位置
制御装置の発生トルク分布図、第１３図は第１０図の位
置制御装置の位置決めの整定性を示す図、第１４図、第
１５図、第１６図、第１７図は位置制御装置の主要機構
部を示す構成図、第１８図、第１９図は位置制御装置の
応答波形を示す波形図である。１・・・・・・第１部材、３．４・・・・・・コイル、
５・・・・・・位置信号発生手段、６・・・・・・位置
検出手段、７・・・・・・比較手段、８・・・・・・操
作電気角度演算手段、９・・・・・・関数発生手段、１
０・・・・・・駆動手段。代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　はか１名７−−−第
１き鄭ば３．４−ｍ−コイル５−−−イｉ五」イち号梵主−乎←１之６−−−イ立置
木剣工手役７−−−　ｈｈ享え子６１８−ａ余作電気轡屋う寅算乎９９−関数発生手段１０−−一駆動手役第２図第３図第４図第６図第８図第９図嘉１０ＬＫＩ第１）図窮１２図発生トルク第１３図第１４図ＣαノＣｂ）第１５図／４３第１６図第１７図第１８図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）磁性体もしくは磁石の少なくとも一方を備えた第
１部材と、前記第１部材と所定の空隙を介して対向する
磁性体コアと複数個のコイルを備えた第２部材とを含ん
でなる電磁駆動装置と、前記第１部材と前記第２部材と
の空隙を維持しその相対運動を自在ならしめる支持手段
と、前記第２部材に対する前記第１部材の相対的な現在
位置を認識する位置検出手段と、外部からの目的位置指
令信号と前記位置検出手段の出力する現在位置信号との
偏差に応じた偏差量を出力する比較手段と、前記電磁駆
動装置に対する操作量として前記偏差量より電気角度量
を演算する操作電気角度演算手段と、前記操作量より互
いに位相の異なる複数相の信号を出力する関数発生手段
と、前記複数相の信号をそれぞれ増幅して前記複数個の
コイルに電流を供給する駆動手段とを含めて構成され、
前記操作電気角度演算手段は演算した電気角度量が所定
の範囲内にあるか、否かを判別し所定の範囲内にあると
きは前記偏差量を時間積分して得られた積分結果を前記
電気角度量に加算して操作量を出力し、電気角度量が所
定の範囲を越えたときは所定値に制限して操作量を出力
するように構成されたことを特徴とする位置制御装置。
（２）第１部材は一定のピッチで刻まれた磁極歯を有す
る磁性体を含み、第２部材は前記第１部材対向面に複数
の磁極歯群を備えた磁性体コアと該磁性体コアに巻かれ
た複数個のコイルとを含めて構成されたことを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。
（３）第１部材は一定のピッチで刻まれた磁極歯を有す
る磁性体とバイアス磁界を発生する磁石を含めて構成さ
れ、第２部材は前記第１部材対向面に複数の磁極歯群を
備えた磁性体コアと該磁性体コアに巻かれた複数個のコ
イルとを含めて構成されたことを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載の位置制御装置。
（４）第１部材は一定のピッチで刻まれた磁極歯を有す
る磁性体を含み、第２部材は前記第１部材対向面に複数
の磁極歯群を備えた磁性体コアと該磁性体コアに巻かれ
た複数個のコイルとバイアス磁界を発生する磁石とを含
めて構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第（１
）項記載の位置制御装置。
（５）第１部材はその第２部材に対向する面に多極着磁
された磁石を含み、第２部材は前記第１部材に対する面
に複数の磁極歯群を備えた磁性体コアと該磁性体コアに
巻かれた複数個のコイルとを含めて構成されたことを特
徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置
。
（６）位置検出手段は第２部材に対する第１部材の相対
位置を検出し互いに位相の異なる略正弦波状の複数相の
位置信号を出力する位置信号発生手段を備え、前記位置
信号によって変調されるキャリア信号を発生するキャリ
ア信号発生手段と、該変調されたキャリア信号の位相情
報を復調する復調手段を含めて構成されたことを特徴と
する特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。
（７）操作電気角度演算手段は比較手段の出力に比例し
た比例量と前記比較手段の出力を微分した微分量とを含
んで合成した電気角度量を演算するように構成されたこ
とを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載の位置制
御装置。
（８）関数発生手段は一定の関数に従ったデータをテー
ブル化したメモリ手段を備え、操作電気角度量に応じて
前記メモリ手段から前記一定の関数に従ったデータを読
み出し、互いに位相の異なる複数相の信号を出力するよ
うに構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第（１
）項記載の位置制御装置。
（９）関数発生手段の関数は複数相の略正弦波とした特
許請求の範囲第（８）項記載の位置制御装置。
（１０）比較手段、操作電気角度演算手段および関数発
生手段は処理内容に従ったプログラム・データを保存す
るメモリ手段と、前記プログラム・データに従って処理
を実行する演算処理ユニットより構成されたことを特徴
とする特許請求の範囲第（１）項記載の位置制御装置。