JPH0212018A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電極に発生する直流オフセット電圧を補償す
る？１ｉ１回路を有する電磁流量計の改良に関する。

〔従来技術とその問題点〕

電磁流量計の電極には、流体の流速に比例した信号電圧
の他に、電気化学的な作用による直流オフセット電圧が
発生する。　この直流オフセット電圧は数袷〜数百ｍＶ
に達し、流量計測の障害になる。

そこで、直流オフセット電圧を除去する補償回路が特開
昭５７−１４６１１３号公報に提案されている。

この従来技術を第４図に示す。

第４図に内部が絶縁された管１が示され、２つの励磁コ
イル３．４によって管１の軸線に対して垂直な磁界Ｈを
生じる。　管１の内部には電極２ａ＋２ｂがあり、この
電極２ａ、　２ｂから流体が磁界を横切る流速に比例し
た起電力を取り出す。　励磁回路５はｗｉ御回路６から
のコントロール信号Ｐ４に同期して、直流の励磁電流Ｉ
を励磁コイル３．４に供給する。　電極２ａ、　２ｂに
発生する起電力は差動増幅器７に入力される。　差動増
幅器７の出力Ｃ１は加算回路８の１つの入力側に接続さ
れ、加算回路８の出力側に増幅度Ａを有する増幅器９の
入力側が接続されている。　増幅器９の出力側に２つの
サンプルアイドホールド回路１４．１５が並列に接続さ
れている。　サンプルアイドホールド回路１４は制御回
路６からの制御信号Ｐ２によって作動するスイッチＳ２
とコンデンサＣ２からなる。　サンプルアイドホールド
回路１５は制御回路６からの制御信号Ｐ３によって作動
するスイッチＳ３とコンデンサＣ３からなる。　　２つ
のサンプルアイドホールド回路１４゜１５の出力側は減
算回路１６の２つの入力側に接続されており、減算回路
１６の出力側にはサンプルアイドホールド回路１４．１
５で記憶された値Ｖ＋及びＶ２の差に相当する信号ｖ３
が生じる。　出力信号ｖ３は管１内の流速に比例する測
定信号である。

増幅器９の出力側には制御回路６からの制御信号Ｐ７に
よって作動するスイッチＳ４が接続され、さらに抵抗Ｒ
４、コンデンサＣ４及び演算増幅器２０からなる積分器
２１が接続されている。　積分器２１の出力側は加算回
路８の第２の入力側に接続されている。　加算回路８、
増幅器９、スイッチＳ４、積分回路２１で直流オフセッ
トを除去する補償回路２２を構成している。

第４図の従来技術のタイミングチャートを第５図に示す
が、励磁電流が切換る直前の一定期間Ｔｂ又はＴｄの間
、フィードバックによって出力ｅ５を零に補償し、この
補償のためのフィードバックｌｅ６を次の半周期間Ｔｃ
又はＴａ’　の間保持して増幅器９の入力側の加算器８
に加え続けるごとにより直流オフセット電圧を除去し、
信号電圧を増幅するものである。　具体的には期間Ｔｂ
Ｏ間スイッチ鉾を開成すると、積分器２１はコンデンサ
Ｃ４と抵抗Ｒ４の時定数０４・Ｒ４で増幅器９の出力ｅ
５を積分し、その出力ｅ６を補償電圧として加算器８の
もう１つの入力に加える。　出力ｅ６は入力ｅ１と逆極
性の値であり、時定数０４・Ｒ４は期間Ｔｂに比べて小
さな値であるため、Ｔｂの期間中にｅ５は零となる。　
時刻ｔｃでスイッチトが開放すると、積分器２１の出力
電圧ｅ６は時刻ｔｃにおける出力電圧ｅ６（ｔｃ）に保
持される。

入力ｅ１に直流オフセント電圧が含まれていれば、期間
Ｔｂにおける積分器出力ｅら（ｔｃ）は直流オフセット
も含めて零に補償する値となっている。　期間Ｔｃでは
入力信号ｅ１と補償電圧ｅら（ｔｃ）の和が増！際器９
で増幅されて出力ｅ５となる。　電圧己６（ｔｃ）は直
流オフセット分に対する補償電圧も含まれているため、
期間Ｔｂと期間Ｔｃで直流オフセット電圧が一定があれ
ば、これを除去することができる。

この方法によれば、電極に発生する直流起電力すなわち
、直流オフセット電圧は除去できるが、期間Ｔｂの最終
時期、つまりスイッチＳ４が開放となる直前にノイズが
入力信号ｅ１に重畳した場合、このノイズを含めた値を
零に補償し、その補償に必要な補償電圧ｅ６を次の半周
期間Ｔｃにわたって保持し加算器８に加え続けるため、
期間Ｔｃの出力電圧にはノイズによる誤差が生じる。　
電磁流量計の電極には前記直流オフセット電圧の他、高
速流体ノイズと呼ぶ流体の流速に比例して大きくなるラ
ンダムなノイズが発生する。　また差動増幅器７を構成
する半導体が発生する白色ノイズも入力信号ｅｌに重畳
して補償回路２２に入力される。

前記高速流体ノイズは流速が７〜１０ｍ／ｓ時には、１
００μＶに達することもある一方、２線電磁流量計や電
池動作のような低消費電力型の電磁流量計の場合、流速
信号は流速がＬｍ／ｓの時に１０μＶ程度と微少電圧で
あるため、このランダムノイズが補償回路２２に与える
影響は無視できない。

補償回路２２においてスイッチｓ４が開放となる直前に
大きな値のランダムノイズが重畳した場合、次の半周期
間の出力は大きなＭ差を生じる。　逆にランダムノイズ
が小さな値であれば次の半周期間の誤差は小さい。

以上の理由により入力信号が高速流体ノイズによるバラ
ツキをもつ場合、補償回路２２によって出力のバラツキ
がいっそう拡大されてしまず欠点があった。

そこで、高速流体ノイズなどのランダムなノイズによっ
て出力のバラツキを増大することなく、電極に発生する
直流オフセット電圧を除去する方法の従来技術として第
６図の回路がある。　第６部の回路は第４図の回路のス
イッチＳ４を除いて接続し７、時定数ＣしＲ１を大きく
したものである。

増幅器９の出力から常時補償のためのフィードバックが
抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１及び演算増幅器１０からなる
積分回路１１を通じて行なわれ、かつ積分回路ＩＩの時
定数０１・Ｒ＋は半周期間７＋十↑２に対して相対的に
大きな値であるため、高速流体ノイズの大きなピーク値
があってもバラツキが拡大されることはない。

この第６図の回路は６Ｈｚ〜２０Ｈｚ程度の入力信号つ
まり電磁流量計としての流速信号は一般の増幅器と同様
に増幅する一方、入力信号の遅い変化や直流分は除去す
る。

ところで矩形波励磁の電磁流量では励磁電流が切換る瞬
間に大きなスパイク状のノイズが発生する。　第６図の
回路にこのノイズが入力されると、補ＩＭ回路１２によ
って微分されて、スパイク状のノイズが消滅した後まで
出力に尾を引いたような誤差電圧を生じる。　この点に
ついて第６図と第７図で説明する。

第７図の■は励磁電流を示し、ｅｌは電極２ａ、　２ｂ
に発生した起電力を差動増幅器７で増幅した波形で、補
償回路１２の入力信号となる。　ｅｌｓは入力信号ｅ１
の波形のうち流速に比例した有効信号だけを、ｅＬＮは
励磁の切換りによるスパイク状のノイズだけを、各々模
型的に矩形波で表したものである。　ｅ４ｓはｅｌｓに
対する、８４ＮはｅｌＮ　ニ対する増幅器９の出力信号
の波形である。　増幅器９の出力信号ｅ４はｅ４ｓとｅ
４Ｎを加算合成したもので、スパイクノイズを含んだ一
般的な入力信号１に対する出力波形である。　ｅ２ｓは
ｅｌｓに対する、６２ＮはｅｌＮに対する積分器１１の
出力波形である。

まず流速信号ｅｌｓだけの理想的な場合を、時刻ｔ１か
ら動作がスタートしたと仮定して説明する。

時刻ｔで入力信号ｅｌｓは正の値となる励磁の前半周期
の間、つまりＴ＋＋Ｔｚの間一定の値を保つ。

この値は加算器８を通して増幅器９の入力に伝えられ、
へ倍され８４ｓとなる。　積分器１１は時定数Ｃ１・Ｒ
１で上記ｅ４ｓを積分して、補償電圧ｅ２ｓを生じ加算
器８の一方の入力に加える。　加算器８、増幅器９と積
分器１１で補償回路１２を構成する。

時定数Ｃ＋−Ｒ１は時間幅Ｔ１＋Ｔ２に対して充分長い
値であるため、この補償ループは出力ｅ４ｓをゆっくり
と零にする方向で動作する。　時刻ｔ３で入力信号ｅｌ
ｓが正から負極性に切換ると、増＠器９はただちにその
変化を増幅して出力するが、積分器１１０出力２２ｓは
瞬時的には変化しない、　このためｅ４ｓの変化分はｅ
ｌｓの変化分をＡ倍した値となる。

後半周期Ｔ３とＴ４では入力信号ｅｌｓは負極性であり
、前半周期と同様の動作で補償電圧８２ｓは正方同一・
向かう波形となり、出力ｅ４Ｓはゆっくりと零に近づく
波形となる。

ｅｌに直流分が含まれる場合は、積分器１１は出力ｅ４
に含まれる直流分を積分して直流分と逆極性の補償電圧
ｅ２とを発生し、かつ加算器８に加えることにより出力
ｅ４に含まれる直流分を零とする機能をもつ。　これは
第６図の回路の基本的な機能である。

以りの説明により、入力信号ｅ１が流速信号Ｑｉｓだけ
であれば、矩形波の入力信号が積分回路１１の補償動作
により第７図に２４ｓのような波形となるが、電磁流量
の信号増幅として問題を生じない。

次にスパイクノイズｅｌＮだけが入力された場合を考え
る。

期間Ｔ１の間だけスパイクノイズｅｌＮが入力されると
１．増幅器９でへ倍されてｅ４Ｎとなる。　積分５１１
は２４Ｎを時定数６１・Ｒ＋で、積分して時刻ｔｚにば
ｅｘＮと逆極性の補償電圧ｅ２）ｆ（ｔｚ）を生じる。

　これに応じてｅ４Ｎは期間Ｔ１の間中、ゆっくりと減
少する。　時刻ｔ２でｅｌＮは零となるが、積分器の出
力電圧は瞬時的には変化せず６２Ｎ（ｔｚ）のままであ
る。　この値が加算器８を介してＡ倍されて期間Ｔ１に
おけるｅ４Ｎと逆極性のｅ＝ｒト（１２）となり、期間
Ｔ２では、積分器１１の補償動作により時定数Ｃ１・Ｒ
１でゆっくり減少する波形となる。　この８４Ｎ（ｔｚ
）を初期値として減少する波形がスパイクノイズｅｌＮ
の運用による誤差電圧である。　後半周期Ｔ３・Ｔ’ｉ
でも同様の補償動作により、前半周期とは一ヒ下対称の
出力波形８４Ｎを４Ｆしる。　電磁流♀計の一般的な動
作状態は、出力信号ｅｌｌｓとｅ４Ｎを合成した出力電
圧波形ｅ４であり、期間Ｔ２及びＴ４において、前記運
用が含まれている。　期間Ｔ１又はＴ３でスパイクノイ
ズＣＩＮが発生ずると、期間Ｔ２又はＴ４において人力
ｅｌＮは零であるにもかかわらず出力電圧を生じてしま
う。　これは積分器１１を介して出力から入力側に帰還
をかけることにより、微分り１果を生じてしまうため、
ノイズがない期間Ｔｚ及びＴ４に運用を生じたものであ
る。　この運用による誤差電圧は流速に無関係であり、
後段のサンプルアイドホールド回路１４．１５及び減算
回路１６による信号処理によって除去できない性質のも
のである。

励磁電流の切換りにより生じるスパイクノイズの波高値
は温度や流体の導電度で変化するため運用の大きさも変
化することになり、電磁流量計の零点変動の原因となる
。

低消費電力型の電磁流量計の信号レベルは、流速が１ｍ
／Ｓｅｃ、当たり１０μＶ程度と小さい。　流速Ｑ、１
ｍ／Ｓｅｃ、まで１０．５％の精度を保証しようとする
と、流速Ｑ、１ｍ／Ｓｅｃ、における障害電圧を５μＶ
以下にしなけれならない。　ところが、電極に発生する
スパイクノイズは１０μＶに達する場合もあり、温度、
流体の導電度によっても変化する。　そのため、第６図
の回路で運用現象による障害電圧を５μＶ以下にするこ
とは事項上不可能である。

この発明は、上記に鑑み、スパイクノイズによる運用を
生じることなく、またランダムノイズの１１で出力のバ
ラツキを拡大することなく直流オフセット電圧を補償し
除去する電磁流量計を提案するのが目的である。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明の電磁流量計は、周
期的に定常値が変化する直流磁界によって流体の流量を
計測する電磁流量計であって、増幅器の出力電圧を積分
回路によって積分し、この、積分回路の出力電圧を前記
増幅器の入力側に逆極性となるように帰還することによ
り、信号電圧に重畳する直流オフセント電圧を補償する
補償回路において、直流磁界の定常値の切換りに伴って
生じるスパイクノイズが発生ずる時間を含む期間、前記
積分回路の入力を開放することを特徴とするものである
。

積分回路の入力を開放する時間をスパイクノイズが発生
する期間だけとしてもよい。

又、積分回路の時定数は、直流磁界の定常値が変化する
周期より長く定めるのが好ましい。

又、電極に発生する信号電圧が、流速１ｍ／Ｓｅｅ。

当たり１０μＶ程度以下である電磁流量計において、特
に効果的であり、電池を電源とする低消費電力型の電磁
流量計ではより有効である。

〔実施例〕

第１図に内部が絶縁された管１が示され、２つの励磁コ
イル３，４によって管１の軸線に対して垂直な磁界Ｈを
生ずる。　管１の内部には電極２ａｉ２ｂがあり、この
電極２ａ、　２ｂから流体が磁界を横切る流速に比例し
た起電力を取り出す。　励磁回路５は制御回路６からの
コントロール信号Ｐ４に同期して、励磁電流Ｉを励磁コ
イル３，４に供給する。

電極２ａ、　２ｂに発生する起電力は差動増幅器７に入
力される。　差動増幅器７の出力ｅ１は加算回路８の１
つの入力側に接続され、加算回路８の出力側に増幅度Ａ
を有する増幅器９の入力側が接続されている。　増幅器
通路の出力側に２つのサンプルアイドホールド回路１４
．１５が並列に接続され°ζいる。　サンプルアイドホ
ールド回路１４は制御回路６からの制御信号Ｐ２によっ
て作動するスイッチＳ２とコンデンサＣ２からなる。　
サンプルアイドホルト回路１５は制御回路６からの制御
信号Ｐ３によって作動するスイッチＳ３とコンデンサＣ
３からなる。

スイッチ５２及びＳ３が開放された後にコンデンサＣ７
Ｌ及びＣ，（が放電するのを阻止するため、一般にイン
ピーダンス変換器がコンデンサＣ２及びＣ３の後に接続
されるが、ここでは簡単のため省略し２である。

２つのサンプルアイドホールド回路１４．１５の出力側
は減算回路１６の２つの入力側に接続されており、σよ
算回路１６の出力側にはサンプルアイドホールド回路１
４．１５で記憶された値ｖ１及びＶｚＯ差に相当する信
号ｖ３が生じる。　出力信号Ｖ３は管１内の流速に比例
する測定信号である。

増幅器９の出力例には制御回路６からの制御信号Ｐ１に
よって作動するスイッチＳ１が接続され、さらに抵抗Ｒ
１、コンデンサＣ１及び演算増幅器１０からなる積分回
路１１が接続されている。　積分回路１１の出力側は加
算回路８の第２の入力側に接続されている。　加算回路
８、増幅器９、スイッチＳ１、積分器１１で直流オフセ
ット電圧を除去する補償回路１２を構成している。　さ
らに上記構成は第６図の従来回路において増幅器９と積
分器１１の入力抵抗Ｒ１の間にスイッチＳ１を挿入した
ものである。

スパイクノイズが発生する期間Ｔ１だけスイッチＳ１を
開放するごとにより、スパイクノイズを積分することに
よる運用の発生を防いだものである。

第２図は第１図の各部の波形である。　ｅｌは入力信号
で、スパイクノイズが流速信号に重畳したものである。

　Ｃ４はその出力波形を示す。

まず流速信号ｅｌｓだけの理想的な場合を時刻Ｌ１から
動作がスタートしたと仮定して説明する。

期間Ｔ１ではスイッチＳ１は開放されており、積分器１
１の出力ｅ２Ｓも一定値（初期値）を保持するため、増
幅器９の出力ｅ４ｓ　も一定値となる。　時刻ｔ２でス
イッチＳ１が閉成すると、積分器１１は正極性の出力ｅ
４ｓを（：１−１１＋の時定数で積分して補償電圧ｅ２
ｓを加算器８に加える。　Ｃ２ｓは期間ＴＺにわたって
負方向に増加し、これにつれて増幅器９の出力ｅ４ｓも
ゆっくりと零に近づく波形となる。　時刻ｔ５でｅｌｓ
は負極性に変化し、スイッチＳ１は開放されるため、？
！償雷電圧時刻ｔ３の値ｅ２ｓ（ｔｊ）を保持する。

このため時刻ｔ３における増幅器９の出力ｅ４ｓの変化
幅はｅｌｓの変化幅をＡ倍したものに等しい。

期間Ｔ３ではスイッチＳ１が開放されているため、積分
器１ｊの出力は一定の値ｅ２ｓ（ｔ３）を保持し、Ｃ４
ｓも一定値となる。　時刻℃４でスイッチＳ１が閉成す
ると積分器１１は負極性の出力電圧ｅ４ｓをＣＩ・Ｉｈ
の時定数で積分して補償電圧２ｓを加算器８に加える。

　補償電圧ｅ２ｓは期間Ｔ４の間中、Ｃ４ｓを積分した
結果、負極性のＣ２ｓ　（ｔｘ　）からｅｌｓと逆極性
のｅ、＋５（ｔ５＞となる。　この補償動作により、Ｃ
４ｓは期間Ｔ２の間中、ゆっくりと零に近づく波形とな
る。

以上は流速信号だけの説明であるが、ｅｌに直流分が含
まれている場合は、積分器１１は増幅器９の出力ｅ４と
して含まれる直流分を積分して加算器８に直流分に対す
る補償電圧ｅ２を加えることにより出力ｅ４に含まれる
直流分を除去する機能をもつ。

これは第６図の回路とまったく同様である。

次にスパイクノイズ引Ｎだけが入力された場合を説明す
る。　期間Ｔ１において、スパイクノイズｅＩＮが入力
した時、スイッチＳ１は開放されているため積分器１１
は積分動作をせず出力８２Ｎは零値に保持される。　こ
のため増幅器９の出力電圧は６４Ｎ＝Ａ−ｅｌＮに等し
い値となる。　時刻ｔ２で入力ＣＪＮが零値になった瞬
間、積分器１１の出力電圧ｅ２Ｎも零値を保持している
ため、加算器８の２つの入力は供に零値である。　この
ため増幅器９の出力電圧６４Ｎは零値となる。　この状
態でスイッチｓ１が閉成すると積分器１１は零値を積分
することになり、出力ｅ２Ｎは零のままである。　つま
りＴ１の期間中スイッチＳ＋が開放しているため補償回
路は動作せずスパイクノイズｅｌＮを微分して、ＴＺの
期間に運用が生じることはない、　後半周期のＴ３でも
、前半周期とまったく同様の動作で、負極性ノイズＣＩ
Ｎが単純にＡ倍されて６４Ｎとなる。　期間Ｔ４では出
力ｅ４Ｎは零値となり運用は生じない。

以上のようにノイズｅｌＮが存在する期間Ｔ１又はＴ３
はスイッチＳ１が開放しているため積分器１１は動作せ
ず、出力は常に零に保持される。

次に流速信号ｅｌｓにスパイクノイズｅｌＮが重畳した
一般的な場合を考える。

この時の出力ｅ４は前記ｅ４ｓとＣ４Ｎを単純に加算合
成すればよく第２図の０４として示す。　この合成され
た出力ｅ４には期間Ｔ２．Ｔ４において運用は存在しな
いことはＣ４Ｎの説明から明らかである。

以上のようにスパイクノイズが生じる期間だけスイッチ
Ｓ１を開放することにより、運用現象は生じることなく
、零点誤差のない正確な計測が可能となる。

第２図の説明ではスイッチＳ１が開放している期間Ｔ１
及びＴ３はスパイクノイズが発生ずる期間に一致させた
が、これは説明を容易にするためで、これに限定されな
い。　第２図ではスパイクノイズを矩形波で表したが一
般的には鋭いピークをもった三角波にリンギング等を伴
った波形となり、ノイズが消滅する時点は明確でないた
め、スイッチＳ１の開放期間Ｔ１及びＴ２は少し大きめ
とする事が望ましい。

これまで励磁電流のタイミングとして正、負２値の例で
説明したが、体１ヒ期間のある場合のタイミングを第３
図に示す。

第３図の■は休止期間のある励磁電流の波形で、ｅｔは
励磁の切換りごとにスパイクノイズが生じた入力信号波
形である。　この入力信号ｅ１に対応して、第１図のス
イッチＳ１を制御するタイミング信号をＰｌで示す。　
この第３図のようにスパイクノイズが発生する回数は増
加するが、ノイズが発生する期間だけスイッチＳ１を開
放すれば目的を達することができる。

〔発明の効果〕

この発明によれば、高速流体ノイズ等のランダムノイズ
が重畳する場合でも出力信号のバラツキが拡大されず、
しかも励磁電流の切換りに伴って生じるスパイクノイズ
により悪影響されることな（、直流オフセット電圧を補
償除去する事が可能となる。　そのため、低消費電力の
電磁流量計に用いて、広い計測範囲にわたって零点の安
定した電磁流量計を実現できるため有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図の実施例のタイミングチャート、第３図は他の実施
例のタイミングチャート、第４図及び第６図は従来技術
のブロック図、第５図及び第７図は夫々第４図と第６図
の装置のタイミングチャートを示す。 ３．４・・・励磁コイル、９・・・増幅器、１１・・・
積分回路、１２・・・補償回路、ＳＩ・・・積分回路の
入力を開放するスイッチ、Ｃ１・・・コンデンサ、Ｒ１
・・・抵抗

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、周期的に定常値が変化する直流磁界によって流体の
   流量を計測する電磁流量計であって、増幅器の出力電圧
   を積分回路によって積分し、この積分回路の出力電圧を
   前記増幅器の入力側に逆極性となるように帰還すること
   により、信号電圧に重畳する直流オフセット電圧を補償
   する補償回路において、直流磁界の定常値の切換りに伴
   って生じるスパイクノイズが発生する時間を含む期間、
   前記積分回路の入力を開放することを特徴とする電磁流
   量計。 ２、積分回路の入力を開放する時間をスパイクノイズが
   発生する期間だけとした特許請求の範囲第１項記載の電
   磁流量計。 ３、積分回路の時定数Ｃ＿１・Ｒ＿１を、直流磁界の定
   常値が変化する周期より長く定めた特許請求の範囲第１
   項又は第２項記載の電磁流量計。 ４、電極に発生する信号電圧が、流速１ｍ／Ｓｅｃ．当
   たり１０μＶ程度以下である特許請求の範囲第１項、第
   ２項又は第３項記載の電磁流量計。 ５、電源として電池を用いた特許請求の範囲第１項、第
   ２項、第３項又は第４項記載の電磁流量計。