JPH02128116A - 計測装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は被測定物の移動量や位置を計測する装置に関し
、特に高分解能化を図った計測装置に関するものである
。

〔従来の技術］ 従来この種の装置としては、抵抗アレイによる内挿によ
って高分解能化を図ったものが公知である。即ち、位置
検出器としてのエンコーダから得られる如き、互いに位
相のずれたアナログ信号（第１次信号）が抵抗アレイに
入力され、それぞれの中間位相のアナログ信号（第２次
信号）を取り出すというものであった。

〔発明が解決しようとする問題点］ 上記の如き従来の技術に於いては、内挿による分割数が
増大するに従って抵抗アレイが複雑化し、装置全体が大
型化するという欠点があった。

本発明はこの様な従来の問題点に鑑みてなされたもので
、計測装置の高分解能化、小型化を目的とする。

（発明が解決しようとする課題） 上記問題点の解決の為に本発明は、被測定物の移動に伴
なって、互いに所定の位相差を有する複数の検出信号を
発生する検出装置と、該検出信号よりも周波数が高い基
準信号を発生する基準信号発生器と、該基準信号に同期
して前記複数の検出信号を所定の順序でサンプリングし
、各サンプリング時点の検出信号を合成する合成手段と
、該合成手段の合成信号と前記基準信号との位相差を検
知する位相検出回路と、ｎ進のアップダウンカウンタと
、該カウンタ出力と前記位相検出回路の出力とを比較す
るデジタルマグニチュードコンパレータと、該マグニチ
ュードコンパレータの出力に応じて前記アップダウンカ
ウンタにパルス信号を与えるゲート回路とを備え、被測
定物の移動量や位置を計測し、あるいは制御用信号を出
力することを特徴とする。

〔作　用〕

上記の如き構成に於いては、位置情報の変化に対応して
前記合成信号の位相が変化する。この合成信号と基準信
号との位相差を位相検出回路にて検知し、位相の変化に
追従して、マグニチュードコンパレークの出力に応じた
アンプダウンのパルスをゲート回路によってｎ進のアン
プダウンカウンタに与えることにより、位相検出回路の
出力とアップダウンカウンタの出力が常に等しくなるよ
うなフィードバックループが構成される。従って、位相
差の増減の分だけパルスを発生させる、即ち位置の変化
に対応したパルスをゲート回路によって発生させること
ができるのである。

このアップダウンパルスを外部に出力すれば、この信号
が位置制御用信号となる。またこのパルスをカウントし
て表示をすれば、位置情報を表示する計測装置となる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

不図示のエンコーダからは、互いに９０度の位相差をも
ったＡ信号とＢ信号とが端子Ａ、Ｂに人力される。端子
Ａに人力されたＡ信号は分岐されて一方はそのまま、他
方は増幅率が１倍の反転アンプｌを通って抵抗アレー３
に入力され、端子Ｂに入力されたＢ相信号は分岐されて
一方はそのまま、他方は増幅率が１倍の反転アンプ２を
通って抵抗アレー３に入力され、抵抗アレー３はこれら
４つの０度、９０度、１８０度、２７０度の信号を抵抗
分割することによって、順次４５度の位相ずれした８個
の正弦波信号を出力する（第２図の（ａ）〜（ｈ））。

抵抗アレー３から出力された８個の正弦波信号はアナロ
グマルチプレクサ４に人力される。アナログマルチプレ
クサ４は、ドライバ１５からの切り替え指令に応じて、
８個の正弦波信号を位相のずれに応じて順次選択して時
系列的に出力する（第２図（Ｎ））、アナログマルチプ
レクサ４の出力信号はバンドパスフィルタ５により基本
となる周波数成分が選択され（第２図（ｍ））、アナロ
グコンパレータ６により、零クロス点において波形整形
され、矩形波信号ｍ（第２図（ｎ））となる。この矩形
波信号ｍは、エンコーダを構成する主スケールの目盛が
検出器に対して丁度ｌピッチ分動くと、後述の信号２と
の位相差が２πだけずれる信号である。

発振器７の出力信号（クロック）は、位相差検出回路８
及び分周回路１０．１４に入力され、それぞれの分周比
でもって分周される。分周回路１■ Ｏは、クロックを□に分周した基準矩形波信号（第２図
（ｉ））と、基準矩形波信号の−の周期の矩形波信号（
第２図（ｊ））と、基準矩形波信号−の周期の矩形波信
号（第２１　（ｈ））とを出力し、端子９に生じた基準
矩形波信号を信号ｌとして位相差検出回路８に入力する
０分周回路ＩＯの端子９に出力された基準矩形波信号（
第２図（ｉ））及び他の出力矩形波信号（第２図（ｊ）
（ｋ））は、ドライバー１５に制御信号として入力され
る。その結果、ドライバー１５は、３つの矩形波信号の
状態の組み合せとして、基準矩形波信号（第２図（ｉ）
）の１周期内に存在する８つの異なる組み合せを識別し
、アナログマルチプレクサ４に３ピントの制御信号を人
力する。アナログマルチプレクサ４は、ドライバー１５
からの制御信号に応して基準矩形波信号（第２図（ｉ）
）の１周期内を８等分した間隔で、順次８つの正弦波信
号を出力する（第２図（１））。そして既に述べたよう
に、第２図（ｆ）の変調信号を入力するバンドパスフィ
ルター６の出力信号は、第２図（ｆｆｉ）の基本周波数
成分である第２図（ｍ）の正弦波信号となる。

路１０の分周比とは関係なく、後述のカウンタ１１、コ
ンパレータ１２、ゲート回路１３の遅れを加味して定め
られる。

さて、アナログコンパレータ６の出力信号である矩形波
信号ｍと、分周回路１０の端子９に生じた矩形波信号２
との位相差が位相差検出回路８で読み取られる０位相差
検出回路８は、（信号ｍの立ち上りと信号２の立上りと
の間隔を発振器７のクロックによって計数して信号！と
ｍの位相差φを求めるもので、クロックの計数値Ａが位
相差φに対応している。そして、位相差検出回路８が位
相差２にのときに数ｎを対応させるように設計されてい
るとすれば、主スケールと検出器との目盛ｌピッチ（Ｐ
）の相対移動量が数ｎに対応することになる。従って０
≦Ａ≦ｎ−１である。この関係は第３図（ａ）に示した
。

ところで、第２図（す）、（力）に示したように、時刻
ｔ１で、エンコーダの可動部が停止しており、信号２と
ｍの位相差がゼロであり、時刻ｔ、でエンコーダの可動
部が移動し始め、時刻ｔ。

で停止したとする。そうすると、時刻ｔ２からｔ、の可
動部移動中は、信号ｌとｍの立上りに周期した時刻での
位相差φ１が求められ、可動部が停止すると、時刻ｔ２
から１３間の可動部の移動量に対応した位相差φ２とな
る。

さて、マグニチュードコンパレータ１２は一方の比較の
対象を位相差検出回路８の出力をＡ（２進数）とし、他
方の比較の対象としてｎ進のアップダウンカウンタ１１
の計数値をＢ（２進数）とする、ところで、アップダウ
ンカウンタ１１は、第３図（ｂ）に示したように、入力
パルスに応じてアンプダウン計数を行なうが、アップ側
に計数パルスが人力されて、位相差検出回路８の最大計
数値（２πに対応）ｎ−１に等しくなると次のパルスで
リセントされ、逆にダウン側に計数パルスが入力されて
ゼロになると次のパルスでｎ＝１となる。そしてマグニ
チュードコンパレータには、数Ａと数Ｂの大小によって
、３つの出力端子のいずれかに比較結果を送出する。

そして、例えば位相差検出回路８の出力がカウンタ１１
の出力よりも大きい場合（Ａ＞Ｂ）、ゲート回路１３の
アンプ端子Ｐが開き、発振器７のＮ’ １１のアップ（ＵＰ）入力端子に入力される。その結果
、ついにはカウンタ１１の出力（値Ｂ）が位相差検出回
路８の出力（値Ａ）と等しくなり（Ａ−Ｂ）　、ゲート
１３から矩形波信号Ｏは出力されない。また、位相差検
出回路８の出力がカウンタ１１の出力よりも小さい場合
（Ａ＜Ｂ）、ゲート回路１３のダウン端子Ｑが開き、矩
形波信号Ｏが、上述の如きＡ＝Ｂとなってゲート回路１
３が閉じるまで、カウンタ１１のダウン（ｄｏｗｎ　）
入力端子に人力される。

このとき、ア・７プダウンカウンタ１１はｎ進のカウン
タであるため、アップカウントのときｎｌの後はゼロと
なるので、ゼロなるデータはｎｌより大であるとコンパ
レータ１２が判断するように、コンパレータ１２の周辺
の回路を構成してお（必要がある。

また、分周回路１４の出力矩形波信号０の周波数が高す
ぎる場合、系の応答が不安定なものとなる。すなわち、
矩形波信号Ｏの周波数が高すぎると、アップ入力端子に
矩形波信号Ｏが１つ入って、カウンタ１１の出力が変化
し、その結果Ａ＝Ｂとなったとしても、コンパレータ１
２の比較結果が変化する前に次の矩形波信号がアップ入
力端子に入ってしまうような場合が生じるので、カウン
タ１１、コンパレータ１２、ゲート回路１３の系が安定
状態（Ａ＝Ｂ）にならず、不安定となる。従って、矩形
波信号Ｏの周波数は、カウンタ１１、コンパレータ１２
、ゲート回路１３の遅れを加味して数ＭＨ，程度に設定
するのが望ましい。

また、ゲート回路１３のアップ端子Ｐ、ダウン端子Ｑの
矩形波信号（パルス）は、エンコーダの１ピツチを−に
分割したパルスに相当するから、ラインドライバー１７
を介してアップ端子Ｐ、ダウン端子Ｑのパルスを計数す
ることによって、エンコーダの１ピツチをｎ分割した読
み取りを行なうことができる。

さらに、アンプ端子Ｐ、ダウン端子Ｑを波形変換回路１
６に入力して、アップダウンのパルスを９０度位相差の
矩形波に変換し、これをラインドライバー１７を介して
ＮＣ工作機械等に入力することにより、それらの制御用
に用いることもできる。

ところで、エンコーダからの入力信号周波数が許容範囲
よりも高くなった場合、あるいは電磁ノイズ等の影響に
より誤動作をした時には、出力信号をハイ・インピーダ
ンスにするなどして外部に誤った信号を伝送せぬように
することが必要とされている。本発明の第２実施例では
以下のようにして誤動作検出を行なう。すなわち、第４
図に示したように、マグニチュードコンパレータ１２の
３つの出力端子のうち、（Ａ＝Ｂ）ｏｕｔ端子を、それ
ぞれ増加、減少の２つの状態を示すＲ−Ｓフリップフロ
ップ１日、１９のリセット端子に接続し、Ｒ−Ｓフリッ
プフロップ１８の負論理のセット端子Ｓにゲート１３の
アンプ端子Ｐを、また、Ｒ−Ｓフリップフロップ１９の
負論理のセット端子Ｓにゲート１３のダウン端子Ｑをそ
れぞれ接続し、Ｒ−Ｓフリップフロップ１８．１９の出
力端子をアンドゲート２０に接続する。正常動作中であ
れば“増”から“減゛の状態へ遷移するためには、必ず
１度（Ａ＝Ｂ）ｏｕｔ端子に出力が出なければならない
、即ち第５図に示したように、アンプ端子Ｐにパルスが
生じ（ａ）、Ａ＝Ｂになると（Ａ＝Ｂ）ｏｕｔ端子がＨ
になり（ｂ）、ダウン端子Ｑにパルスが生しる（Ｃ）如
きである。この場合のＲ−３フリツプフロツプ１８．１
９の出力Ｑ。

をそれぞれ第５図（ｄ）、（ｅ）に示した。その結果ア
ンドゲート２０は常にしてある。しかし、入力のエンコ
ーダ信号の周波数が高すぎるとＡ＝Ｂの状態になる前に
、“増″°から“滅°゛あるいは“滅”から“増”の状
態に遷移してしまう、この場合の（Ａ−Ｂ）ｏｕｔ端子
の状態を第６図（ｂ）に示す。この現象が現れると、Ｒ
−Ｓフリップフロップ１８．１９の出力Ｑ゛は第６図（
ｄ）、（ｅ）のようになり（第６図の（ａ）、（ｂ）、
（Ｃ）参照）、アンドゲート２０の出力は第６図（ｆ）
のように時刻１．でゼロになるので、アンドゲート２０
の出力がＨになると即座にラインドライバー１７の出力
をハイインピーダンス状態にし、外部に誤った信号を伝
送せぬようにする。

〔発明の効果〕

以上の様に本発明によれば、従来の抵抗分割方式のよう
な複雑な抵抗アレイが不要であり、かつまた多くのアナ
ログ・コンパレータも必要としないから装置の小型化が
可能である。またアナログマルチプレクサのサンプリン
グ周波数の設定次第では、限りなく高分解能化を図るこ
とが可能となる。さらに第１図に示す実施例によれば、
従来の抵抗分割方式に比べてデジタル回路の占める比率
が高いため、カスタムＩＣ化が図り易く、さらに小型化
が可能になるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は第１
図の実施例のタイミングチャート、第３図（ａ）、（ｂ
）はそれぞれ第１図の実施例の位相差検出回路８とアッ
プダウンカウンタ１１の特性を示す図、第４図は第１図
の実施例と共に用いるに最適な誤動作検出回路の実施例
、第５図、第６図は第４図の動作を説明するタイミング
チャートである。 （主要部分の符号の説明） ３・・・・・・抵抗アレー ４・・・・・・アナログマルチプレクサ、５・・・・・
・バンドパスフィルタ、 ６・・・・・・アナログコンパレータ、・・・・・・発
振器、 ・・・・・・位相検出回路、 ０・・・・・・分周回路、 １・・・・・・アップダウンカウンタ、２・・・・・・
マグニチュードコンパレータ、３・・・・・・ゲート回
路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 被測定物の移動に伴なって、互いに所定の位相差を有す
   る複数の検出信号を発生する検出装置と、該検出信号よ
   りも周波数が高い基準信号を発生する基準信号発生器と
   、該基準信号に同期して前記複数の検出信号を所定の順
   序でサンプリングし、各サンプリング時点の検出信号を
   合成する合成手段と、該合成手段の合成信号と前記基準
   信号との位相差を検知する位相検出回路と、ｎ進のアッ
   プダウンカウンタと、該カウンタ出力と前記位相検出回
   路の出力とを比較するデジタルマグニチュードコンパレ
   ータと、該マグニチュードコンパレータの出力に応じて
   前記アップダウンカウンタにパルス信号を与えるゲート
   回路とを備え、被測定物の移動量や位置を計測し、ある
   いは制御用信号を出力することを特徴とする計測装置。