JPH02131038A - 信号伝送装置 - Google Patents
信号伝送装置Info
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- JPH02131038A JPH02131038A JP63284397A JP28439788A JPH02131038A JP H02131038 A JPH02131038 A JP H02131038A JP 63284397 A JP63284397 A JP 63284397A JP 28439788 A JP28439788 A JP 28439788A JP H02131038 A JPH02131038 A JP H02131038A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3053—Block-companding PCM systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、アナログ信号をディジタル化したＰＣＭ信号
の如き連続するワードからなるディジタル信号を一定ワ
ード数毎にブロック化して伝送する信号伝送装置に関し
、特に各ブロック毎に予測誤差を得てこれを量子化して
伝送する信号伝送装置に関する。
の如き連続するワードからなるディジタル信号を一定ワ
ード数毎にブロック化して伝送する信号伝送装置に関し
、特に各ブロック毎に予測誤差を得てこれを量子化して
伝送する信号伝送装置に関する。
背景技術
この種の装置の従来例の一般的な構成が第８図に示され
ており、本装置は、送信（又は記録）側の符号化処理系
１０と受信（又は再生）側の復号化処理系２０とからな
っている。符号化処理系１０の入力端子１１には、例え
ばアナログ・オーディオ信号を周波数ｆｓでサンプリン
グし、量子化及び符号化処理して得られるオーディオＰ
ＣＭ信号が入力信号Ｘｎとして供給される。この入力信
号Ｘｎは加算器１２で予測器１３からの予測値マ。との
差分がとられる。予測器１３としては、例えば第１０図
に示すように、１サンプリング周期だけ入力データを遅
延する２個の遅延器３１゜３２と、これら遅延器３１．
３２による遅延ブタに対して予測係数に、、に２を乗す
る２個の乗算器３Ｂ、３４と、各乗算出力を加算する加
算器３５とからなり、この加算器３５の出力データを予
測値マ。とする構成のものが用いられる。差分出力δ。
ており、本装置は、送信（又は記録）側の符号化処理系
１０と受信（又は再生）側の復号化処理系２０とからな
っている。符号化処理系１０の入力端子１１には、例え
ばアナログ・オーディオ信号を周波数ｆｓでサンプリン
グし、量子化及び符号化処理して得られるオーディオＰ
ＣＭ信号が入力信号Ｘｎとして供給される。この入力信
号Ｘｎは加算器１２で予測器１３からの予測値マ。との
差分がとられる。予測器１３としては、例えば第１０図
に示すように、１サンプリング周期だけ入力データを遅
延する２個の遅延器３１゜３２と、これら遅延器３１．
３２による遅延ブタに対して予測係数に、、に２を乗す
る２個の乗算器３Ｂ、３４と、各乗算出力を加算する加
算器３５とからなり、この加算器３５の出力データを予
測値マ。とする構成のものが用いられる。差分出力δ。
は適応量子化器１４において量子化され量子化値Ｑｎと
なって出力端子１５を介して復号化処理系２０側へ伝送
されると共に適応逆量子化器１６に供給される。適応逆
量子化器１６に供給された量子化値Ｑｎは量子化誤差Ｑ
ｎが加算されて逆量子化値δ′ｎとなる。この逆量子化
値δ′０は加算器１７で先の予測値父。と加算されて予
測器１３に入力鎖交ｎとして供給される。この入力値５
ｃｎに基づいて予測器１３から出力される予測値ｘｎ＋
＋は、次の入力信号Ｘ ｎｉｌに対する予測値となる。
なって出力端子１５を介して復号化処理系２０側へ伝送
されると共に適応逆量子化器１６に供給される。適応逆
量子化器１６に供給された量子化値Ｑｎは量子化誤差Ｑ
ｎが加算されて逆量子化値δ′ｎとなる。この逆量子化
値δ′０は加算器１７で先の予測値父。と加算されて予
測器１３に入力鎖交ｎとして供給される。この入力値５
ｃｎに基づいて予測器１３から出力される予測値ｘｎ＋
＋は、次の入力信号Ｘ ｎｉｌに対する予測値となる。
一方、復号化処理系２０において、入力端子２１には符
号化処理系１０から伝送された量子化値Ｑ０が供給され
、この量子化値Ｑ０は適応逆量子化器２２で量子化誤差
Ｑｎが加算されて逆量子化値δ′ｎとなり、さらに加算
器２３で予測器２４からの予測値Ｙｎと加算される。こ
の加算鎖交。
号化処理系１０から伝送された量子化値Ｑ０が供給され
、この量子化値Ｑ０は適応逆量子化器２２で量子化誤差
Ｑｎが加算されて逆量子化値δ′ｎとなり、さらに加算
器２３で予測器２４からの予測値Ｙｎと加算される。こ
の加算鎖交。
が予測器２４の入力値になると共に復号化された信号と
して出力端子２５から出力される。この復号化処理系２
０の構成は、符号化処理系１０の後半部（適応逆量子化
器１６、加算器１７及び予測器１３）の構成と同じであ
る。
して出力端子２５から出力される。この復号化処理系２
０の構成は、符号化処理系１０の後半部（適応逆量子化
器１６、加算器１７及び予測器１３）の構成と同じであ
る。
次に、かかる構成の回路動作について実際に信号値を示
した第９図を参照しつつ説明する。
した第９図を参照しつつ説明する。
先ず、時間軸ｎ点での入力値をＸｎ１その予測値を又。
とじ、その差分を予測誤差δｎとする。
すなわち、
δ。＝Ｘｎ−￥ｎ ・・・・・・■この予測誤差δ
ｎを適応量子化器１４に入力し、例えば４ ｂｉｔの量
子化値Ｑ。（−８〜＋７）にビット圧縮する。この量子
化値Ｑｎを適応逆量子化器１６に入力することにより、
その出力である逆量子化値δ′０は予測誤差δｎに量子
化誤差Ｑｎが加わったものとなる。すなわち、 δ′０−δｎ十、Ｑｎ ・・・・・・■そして、こ
の逆量子化値δ′ｎに先の予測値ｘｎを加えたものが予
測器１３の入力値９．ｎとなる。
ｎを適応量子化器１４に入力し、例えば４ ｂｉｔの量
子化値Ｑ。（−８〜＋７）にビット圧縮する。この量子
化値Ｑｎを適応逆量子化器１６に入力することにより、
その出力である逆量子化値δ′０は予測誤差δｎに量子
化誤差Ｑｎが加わったものとなる。すなわち、 δ′０−δｎ十、Ｑｎ ・・・・・・■そして、こ
の逆量子化値δ′ｎに先の予測値ｘｎを加えたものが予
測器１３の入力値９．ｎとなる。
すなわち、
父。−δ′０＋又ｎ ・・・・・・■一方、この値ｘ
ｎは、第９図から明らかなように、入力値Ｘ。に量子化
誤差Ｑｎが加わったものである。すなわち、 父。−Ｘ。十ｑ。 ・・・・・・■これは、０〜０
式からも求まる。この符号化処理系１０の後半部の構成
を復号化処理系２０にもたせることにより、予測器２４
の入力値Ｒｎを復号化された信号として導出できるので
ある。また、次の（ｎ＋１）時点での予測値’５Ｅ ｎ
ｉｌは、この予測器２４の入力値ｘｎに基づく出力値と
なる。
ｎは、第９図から明らかなように、入力値Ｘ。に量子化
誤差Ｑｎが加わったものである。すなわち、 父。−Ｘ。十ｑ。 ・・・・・・■これは、０〜０
式からも求まる。この符号化処理系１０の後半部の構成
を復号化処理系２０にもたせることにより、予測器２４
の入力値Ｒｎを復号化された信号として導出できるので
ある。また、次の（ｎ＋１）時点での予測値’５Ｅ ｎ
ｉｌは、この予測器２４の入力値ｘｎに基づく出力値と
なる。
以上の動作の繰返しによって信号伝送が行なわれ、例え
ば第９図において実線で示す入力値に対して点線で示す
如き復号化された出力値が得られることになる。
ば第９図において実線で示す入力値に対して点線で示す
如き復号化された出力値が得られることになる。
次に、適応量子化器１４及び適応逆量子化器１６におけ
る量子化幅（第９図において矢印で示される範囲）であ
るが、これは前回の量子化値Ｑ。
る量子化幅（第９図において矢印で示される範囲）であ
るが、これは前回の量子化値Ｑ。
の絶対値（ｌＱｎｌ）の大小によって適応的に変化する
。すなわち、１Ｑｎｌが０〜３のときはステップ幅を小
さくし、４〜７のときは増幅させる（第９図参照）。こ
れにより、信号の変化値の大小によって量子化誤差Ｑｎ
が変化し、より忠実な信号伝送が可能となる。
。すなわち、１Ｑｎｌが０〜３のときはステップ幅を小
さくし、４〜７のときは増幅させる（第９図参照）。こ
れにより、信号の変化値の大小によって量子化誤差Ｑｎ
が変化し、より忠実な信号伝送が可能となる。
以上説明した従来装置では、ＰＣＭ符号と違ってその予
測値との差分値を伝送する構成となっているため、信号
周波数が高くなる程この値が大きくなり、量子化誤差ｑ
ｎが増加することになる。
測値との差分値を伝送する構成となっているため、信号
周波数が高くなる程この値が大きくなり、量子化誤差ｑ
ｎが増加することになる。
すなわち、周波数が高くなると、隣接サンプル間の差が
大きくなり、予測誤差δｎ及びその量子化値δ′ｎも大
になるので、量子化ステップ幅も大きくなり、それに伴
い量子化誤差Ｑｎも大きくなる。したがって、復号鎖交
。の歪率も悪くなるのである。第１１図は信号伝送装置
の周波数対歪率の特性を示すものであるが、この図から
明らかなように、同じ量子化ビット数ｍのＰＣＭ信号で
はｆｓ／２（ｆｓ：サンプリング周波数）近くの帯域が
とれるのに対し、同一歪率以下に抑えるとすると帯域が
かなり狭くなる（第１１図の周波数ｆｗ） 。
大きくなり、予測誤差δｎ及びその量子化値δ′ｎも大
になるので、量子化ステップ幅も大きくなり、それに伴
い量子化誤差Ｑｎも大きくなる。したがって、復号鎖交
。の歪率も悪くなるのである。第１１図は信号伝送装置
の周波数対歪率の特性を示すものであるが、この図から
明らかなように、同じ量子化ビット数ｍのＰＣＭ信号で
はｆｓ／２（ｆｓ：サンプリング周波数）近くの帯域が
とれるのに対し、同一歪率以下に抑えるとすると帯域が
かなり狭くなる（第１１図の周波数ｆｗ） 。
また、入力信号の急激な変化に対していわゆるスロープ
オーバーフローが発生する。すなわち、第９図に矢印で
示したような量子化幅を越える値が入力された場合、第
１２図に示すように、復号化された信号（点線）は入力
信号（実線）に対して追従できなくなり、歪みが増大す
ることになる。
オーバーフローが発生する。すなわち、第９図に矢印で
示したような量子化幅を越える値が入力された場合、第
１２図に示すように、復号化された信号（点線）は入力
信号（実線）に対して追従できなくなり、歪みが増大す
ることになる。
発明の概要
本発明は、上記のような従来のものの欠点を除去すべく
なされたものであり、高域における歪率の低下及びスロ
ープオーバーフローを防止し得る信号伝送装置を提供す
ることを目的とする。
なされたものであり、高域における歪率の低下及びスロ
ープオーバーフローを防止し得る信号伝送装置を提供す
ることを目的とする。
本発明による信号伝送装置においては、連続するワード
からなる入力ディジタル信号のワードの所定数を１ブロ
ックとしてブロック毎に予測関数形を設定し、この設定
予測関数形による各ワードの前回値の関数値を得てこの
関数値と各ワードの今回値との差を予測誤差とし、この
予測誤差を量子化して伝送するに当って、入力ディジタ
ル信号を共通のパラメータとしかつ互いに異なる予測関
数形によって各ワード毎に異なる予測値出力を発生する
複数の予測値発生手段を設け、これら複数の予測値発生
手段の各予測値出力のうちのブロック毎のブロック最大
絶対値の大きさを比較して最小のブロック最大絶対値を
生じた予測発生手段の予測関数形を前記設定予測関数形
として設定する構成となっている。
からなる入力ディジタル信号のワードの所定数を１ブロ
ックとしてブロック毎に予測関数形を設定し、この設定
予測関数形による各ワードの前回値の関数値を得てこの
関数値と各ワードの今回値との差を予測誤差とし、この
予測誤差を量子化して伝送するに当って、入力ディジタ
ル信号を共通のパラメータとしかつ互いに異なる予測関
数形によって各ワード毎に異なる予測値出力を発生する
複数の予測値発生手段を設け、これら複数の予測値発生
手段の各予測値出力のうちのブロック毎のブロック最大
絶対値の大きさを比較して最小のブロック最大絶対値を
生じた予測発生手段の予測関数形を前記設定予測関数形
として設定する構成となっている。
実施例
以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、図
中第８図と同等部分には同一符号を付して示しである。
中第８図と同等部分には同一符号を付して示しである。
図において、入力信号Ｘ。はｎワード遅延器１でｎワー
ド相当の時間だけ遅延されて切換えスイッチ２に供給さ
れると共に、ピークホールド器３ ａ ％加算器４ａ、
４ｂ及び予測関数形としての予測係数が互いに異なる予
測器５ａ。
ド相当の時間だけ遅延されて切換えスイッチ２に供給さ
れると共に、ピークホールド器３ ａ ％加算器４ａ、
４ｂ及び予測関数形としての予測係数が互いに異なる予
測器５ａ。
５ｂにそれぞれ供給される。予測器５ａ、５ｂとしては
、第８図における予測器１３と同様の構成のものを用い
得るが、これに限定されるものではない。加算器４ａ、
４ｂでは、入力値Ｘ。と予測器５ａ、５ｂの各予測値と
の差分がとられ、これら差分出力はピークホールド器３
ｂ、３ｃに供給される。ピークホールド器３ａ〜３ｃで
はｎワード内のピーク値がホールドされ、各ホールド値
がフィルタ・ゲイン選定器６に送られる。なお、ピーク
ホールド器３ａに対しては入力値が直接供給されるよう
になっているが、これは予測係数がＯの予測器を設けた
場合と等価である。
、第８図における予測器１３と同様の構成のものを用い
得るが、これに限定されるものではない。加算器４ａ、
４ｂでは、入力値Ｘ。と予測器５ａ、５ｂの各予測値と
の差分がとられ、これら差分出力はピークホールド器３
ｂ、３ｃに供給される。ピークホールド器３ａ〜３ｃで
はｎワード内のピーク値がホールドされ、各ホールド値
がフィルタ・ゲイン選定器６に送られる。なお、ピーク
ホールド器３ａに対しては入力値が直接供給されるよう
になっているが、これは予測係数がＯの予測器を設けた
場合と等価である。
切換えスイッチ２はフィルタ・ゲイン選定器６から出力
されるフィルタ情報によって切換え制御されることによ
り、２系統の符号化処理系（適応型Ｄ（差分）ＰＣＭ処
理系及びフローティングＰＣＭ処理系）のいずれか一方
を選択する。すなわち、切換えスイッチ２がａ端子側を
選択した場合には、加算器１２、適応量子化器１４、適
応逆量子化器１６、加算器１７及び可変予測器１３によ
って第８図の従来例の場合と同様の適応型ＤＰＣＭ処理
が行なわれる。但し、本実施例においては、可変予測器
１３の予測係数が可変となっており、この予測係数がフ
ィルタ・ゲイン選定器６からのフィルタ情報によって切
り換えられ、また適応量子化器１４及び適応逆量子化器
１６の量子化幅がフィルタ・ゲイン選定器６からのゲイ
ン情報によっである値以上小さくならないように制限さ
れる構成となっている。一方、切換えスイッチ２がｂ端
子側を選択した場合には、入力値Ｘｎは２ｆｉ倍増幅器
７でフィルタ・ゲイン選定器６からのゲイン情報に基づ
いて２のｎ乗倍され、その値が固定量子化器８によりｍ
ｂｉｔの値に量子化されるフローティングＰＣＭ処理
が行なわれる。
されるフィルタ情報によって切換え制御されることによ
り、２系統の符号化処理系（適応型Ｄ（差分）ＰＣＭ処
理系及びフローティングＰＣＭ処理系）のいずれか一方
を選択する。すなわち、切換えスイッチ２がａ端子側を
選択した場合には、加算器１２、適応量子化器１４、適
応逆量子化器１６、加算器１７及び可変予測器１３によ
って第８図の従来例の場合と同様の適応型ＤＰＣＭ処理
が行なわれる。但し、本実施例においては、可変予測器
１３の予測係数が可変となっており、この予測係数がフ
ィルタ・ゲイン選定器６からのフィルタ情報によって切
り換えられ、また適応量子化器１４及び適応逆量子化器
１６の量子化幅がフィルタ・ゲイン選定器６からのゲイ
ン情報によっである値以上小さくならないように制限さ
れる構成となっている。一方、切換えスイッチ２がｂ端
子側を選択した場合には、入力値Ｘｎは２ｆｉ倍増幅器
７でフィルタ・ゲイン選定器６からのゲイン情報に基づ
いて２のｎ乗倍され、その値が固定量子化器８によりｍ
ｂｉｔの値に量子化されるフローティングＰＣＭ処理
が行なわれる。
適応量子化器１４又は固定量子化器８で量子化された量
子化値Ｑｎは、フィルタ・ゲイン選定器６からのフィル
タ情報に基づいて切換えスイッチ９によって選択され、
出力端子１５を介して復号化処理系２０側へ伝送される
。また、フィルタ・ゲイン選定器６から出力されるフィ
ルタ情報及びゲイン情報も出力端子１８ａ、１８ｂを介
して復号化処理系２０側へｎワード毎に伝送される。な
お、切換えスイッチ２，９はフィルタ・ゲイン選定器６
がピークホールド器３ａの出力を選定したときのフィル
タ情報によってのみｂ端子側に切り換えられる。
子化値Ｑｎは、フィルタ・ゲイン選定器６からのフィル
タ情報に基づいて切換えスイッチ９によって選択され、
出力端子１５を介して復号化処理系２０側へ伝送される
。また、フィルタ・ゲイン選定器６から出力されるフィ
ルタ情報及びゲイン情報も出力端子１８ａ、１８ｂを介
して復号化処理系２０側へｎワード毎に伝送される。な
お、切換えスイッチ２，９はフィルタ・ゲイン選定器６
がピークホールド器３ａの出力を選定したときのフィル
タ情報によってのみｂ端子側に切り換えられる。
一方、復号化処理系２０側において、符号化処理系１０
側から伝送された量子化値Ｑｎは入力端子２１を経て切
換えスイッチ２６に供給される。
側から伝送された量子化値Ｑｎは入力端子２１を経て切
換えスイッチ２６に供給される。
切換えスイッチ２６は符号化処理系１０側から伝送され
入力端子２７ａを介して供給されるフィルタ情報によっ
て切換え制御されることにより、２系統の復号化処理系
のいずれか一方を選択する。
入力端子２７ａを介して供給されるフィルタ情報によっ
て切換え制御されることにより、２系統の復号化処理系
のいずれか一方を選択する。
すなわち、切換えスイッチ２６がａ端子側を選択した場
合には、符号化処理系１０の後半部と同様の構成で設け
られた適応逆量子化器２２及び可変予測器２４が符号化
処理系１０側から伝送され入力端子２７ｂ、２７ａを介
して供給されるゲイン情報及びフィルタ情報に応じて動
作することにより、可変予測器２４の入力値が復号値と
して切換えスイッチ２８に供給される。切換えスイッチ
２６がｂ端子側を選択した場合には、量子化値Ｑ。
合には、符号化処理系１０の後半部と同様の構成で設け
られた適応逆量子化器２２及び可変予測器２４が符号化
処理系１０側から伝送され入力端子２７ｂ、２７ａを介
して供給されるゲイン情報及びフィルタ情報に応じて動
作することにより、可変予測器２４の入力値が復号値と
して切換えスイッチ２８に供給される。切換えスイッチ
２６がｂ端子側を選択した場合には、量子化値Ｑ。
は２−″倍増幅器２９で符号化処理系１０側から伝送さ
れるゲイン情報に基づいて２の−ｎ乗倍されて切換えス
イッチ２８に供給される。切換えスイッチ２８は符号化
処理系１０側から伝送されるフィルタ情報に基づいてい
ずれか一方の値を選択し、これを復号化された信号とし
て出力端子２５を介して出力する。
れるゲイン情報に基づいて２の−ｎ乗倍されて切換えス
イッチ２８に供給される。切換えスイッチ２８は符号化
処理系１０側から伝送されるフィルタ情報に基づいてい
ずれか一方の値を選択し、これを復号化された信号とし
て出力端子２５を介して出力する。
次に、かかる構成の回路動作について説明する。
入力値Ｘｊ１をｎワード毎にブロック化し、入力値Ｘ。
と、この入力値Ｘｎと予測器５ａからの予測値との差分
値と、入力値Ｘｎと予測器５ｂからの予測値との差分値
との３つの値をそれぞれブロック毎にピークホールド器
３ａ〜３ｃでピークホールドする。フィルタ中ゲイン選
定器６はこれらピークホールド値の中で最も小さい値を
示すものを符号化効率が良いとしてこの予測器の予測係
数をフィルタ値として選択すると共に、そのピークホー
ルド値（最大絶対値）に応じてゲイン値ＧＡを決定する
。このゲイン値ＧＡは、第２図に示すように、量子化最
大値に対する余裕ビット数によって決定され、同図（ａ
）ではＧＡ−４、同図（ｂ）ではＧＡ−７というような
値となる。
値と、入力値Ｘｎと予測器５ｂからの予測値との差分値
との３つの値をそれぞれブロック毎にピークホールド器
３ａ〜３ｃでピークホールドする。フィルタ中ゲイン選
定器６はこれらピークホールド値の中で最も小さい値を
示すものを符号化効率が良いとしてこの予測器の予測係
数をフィルタ値として選択すると共に、そのピークホー
ルド値（最大絶対値）に応じてゲイン値ＧＡを決定する
。このゲイン値ＧＡは、第２図に示すように、量子化最
大値に対する余裕ビット数によって決定され、同図（ａ
）ではＧＡ−４、同図（ｂ）ではＧＡ−７というような
値となる。
一方、１ブロックｎワ一ド分のこれら一連の処理をする
間、入力値Ｘｎがｎワード遅延器１によってバッファリ
ングされる。そして、フィルタφゲイン選定器６からの
フィルタ情報によって切換えスイッチ２．９の切換え制
御がなされる。切換えスイッチ２，９がｂ端子側を選択
した場合には、入力値Ｘｎは２″倍増幅器７に供給され
てフィルタ・ゲイン選定器６からのゲイン情報に基づい
て２のｎ乗倍される。これにより、第２図（ａ）。
間、入力値Ｘｎがｎワード遅延器１によってバッファリ
ングされる。そして、フィルタφゲイン選定器６からの
フィルタ情報によって切換えスイッチ２．９の切換え制
御がなされる。切換えスイッチ２，９がｂ端子側を選択
した場合には、入力値Ｘｎは２″倍増幅器７に供給され
てフィルタ・ゲイン選定器６からのゲイン情報に基づい
て２のｎ乗倍される。これにより、第２図（ａ）。
（ｂ）に示す如き値が、第３図（ａ）、 （ｂ）に示
すようにｎビット左ヘシフトされてピーク値との余裕ビ
ットがＯとなる。次に、固定量子化器８に供給されてｍ
ビットに丸め込まれる。例えば、ｍ ＝ ４ ｂｉｔの
場合、第３図（ａ）、 （ｂ）に示す如き値が、第４
図（ａ）、 （ｂ）に示すようになる。この値が切換
えスイッチ９及び出力端子１５を介して復号化処理系２
０に伝送される。この伝送された値は入力端子２１及び
切換えスイッチ２６を介して２−°倍増幅器２９に供給
され、フィル夕・ゲイン選定器６からのゲイン情報に基
づいて２の−ｎ乗倍される。これにより、第４図（ａ）
。
すようにｎビット左ヘシフトされてピーク値との余裕ビ
ットがＯとなる。次に、固定量子化器８に供給されてｍ
ビットに丸め込まれる。例えば、ｍ ＝ ４ ｂｉｔの
場合、第３図（ａ）、 （ｂ）に示す如き値が、第４
図（ａ）、 （ｂ）に示すようになる。この値が切換
えスイッチ９及び出力端子１５を介して復号化処理系２
０に伝送される。この伝送された値は入力端子２１及び
切換えスイッチ２６を介して２−°倍増幅器２９に供給
され、フィル夕・ゲイン選定器６からのゲイン情報に基
づいて２の−ｎ乗倍される。これにより、第４図（ａ）
。
（ｂ）に示す如き値が、第５図（ａ）、 （ｂ）に示
すようになる。以上、このモードが選択された場合、第
２図（ａ）、 （ｂ）に示す値が最終的に第５図（ａ
）、 （ｂ）に示す値として出力されることになり、
これは一般的にフローティング（浮動小数点）ＰＣＭ処
理手法と称されているものである。
すようになる。以上、このモードが選択された場合、第
２図（ａ）、 （ｂ）に示す値が最終的に第５図（ａ
）、 （ｂ）に示す値として出力されることになり、
これは一般的にフローティング（浮動小数点）ＰＣＭ処
理手法と称されているものである。
一方、切換えスイッチ２．９がａ端子側を選択した場合
には、第８図の従来例で説明した一般的な適応型ＰＣＭ
処理が加算器１２、適応量子化器１４、適応逆量子化器
１６、加算器１７及び可変予測器１３によって行なわれ
るのであるが、可変予測器１３はフィルタ・ゲイン選定
器６からのフィルタ情報により予測器５ａ、５ｂのいず
れか選択された方と同一の予測係数の予測器となる。ま
た、適応量子化器１４及び適応逆量子化器１６はフィル
タ・ゲイン選定器６からのゲイン情報により、量子化幅
（第１１図の矢印で示す範囲）にりミッタが設けられ、
ある値以上小さくならないようにする。こうして量子化
された値Ｑｎ、は切換えスイッチ９及び出力端子１５を
介して復号化処理系２０に伝送される。復号化処理系２
０では、符号化処理系１０の後半部と同様の構成で設け
られた適応逆量子化器２２及び可変予測器２４によって
量子化値Ｑ。の復号化が行なわれ、出力値Ｘ。
には、第８図の従来例で説明した一般的な適応型ＰＣＭ
処理が加算器１２、適応量子化器１４、適応逆量子化器
１６、加算器１７及び可変予測器１３によって行なわれ
るのであるが、可変予測器１３はフィルタ・ゲイン選定
器６からのフィルタ情報により予測器５ａ、５ｂのいず
れか選択された方と同一の予測係数の予測器となる。ま
た、適応量子化器１４及び適応逆量子化器１６はフィル
タ・ゲイン選定器６からのゲイン情報により、量子化幅
（第１１図の矢印で示す範囲）にりミッタが設けられ、
ある値以上小さくならないようにする。こうして量子化
された値Ｑｎ、は切換えスイッチ９及び出力端子１５を
介して復号化処理系２０に伝送される。復号化処理系２
０では、符号化処理系１０の後半部と同様の構成で設け
られた適応逆量子化器２２及び可変予測器２４によって
量子化値Ｑ。の復号化が行なわれ、出力値Ｘ。
が導出される。
このように、入力ディジタル信号をｎワード毎にブロッ
ク化し、当該ブロックに対し複数の予測器（その内の１
つは係数が全て０）から符号化効率が良いものを選択し
て適応型ＤＰＣＭ処理やフローティングＰＣＭ処理を行
なう、すなわち周波数０〜ｆＷ＋の帯域では予測器５ａ
により、ｆＷ１〜ｆＷ２の帯域では予測器５ｂにより適
応型ＤＰＣＭ処理を行ない、ｆＷ２〜ｆｓ／２の帯域で
はフローティングＰＣＭ処理を行なうことにより、一般
的な適応型ＤＰＣＭ処理において高域での歪率が劣化す
るのを（第１１図参照）、第６図に示すように改善でき
ることになる。
ク化し、当該ブロックに対し複数の予測器（その内の１
つは係数が全て０）から符号化効率が良いものを選択し
て適応型ＤＰＣＭ処理やフローティングＰＣＭ処理を行
なう、すなわち周波数０〜ｆＷ＋の帯域では予測器５ａ
により、ｆＷ１〜ｆＷ２の帯域では予測器５ｂにより適
応型ＤＰＣＭ処理を行ない、ｆＷ２〜ｆｓ／２の帯域で
はフローティングＰＣＭ処理を行なうことにより、一般
的な適応型ＤＰＣＭ処理において高域での歪率が劣化す
るのを（第１１図参照）、第６図に示すように改善でき
ることになる。
また、スロープオーバーフローに対しても、適応量子化
器１４及び適応逆量子化器１６のリミッタ動作により、
量子化幅がある値以上小さくならないため、第７図に示
す如く改善できることになる。
器１４及び適応逆量子化器１６のリミッタ動作により、
量子化幅がある値以上小さくならないため、第７図に示
す如く改善できることになる。
なお、上記実施例では、予測器を３個（その内の１つは
係数が全て０）設けた場合について説明したが、それ以
上設けても良く、またフィルタ・ゲイン選定器６でピー
ク値の最小を示す予測器を選択するとしたが、それぞれ
のピーク値に係数を乗算したもの、すなわち重み付けし
たものの最小を示す予測器を選択するようにしても良い
。
係数が全て０）設けた場合について説明したが、それ以
上設けても良く、またフィルタ・ゲイン選定器６でピー
ク値の最小を示す予測器を選択するとしたが、それぞれ
のピーク値に係数を乗算したもの、すなわち重み付けし
たものの最小を示す予測器を選択するようにしても良い
。
発明の詳細
な説明したように、本発明による信号伝送装置において
は、入力ディジタル信号を共通のパラメータとしかつ互
いに異なる予測関数形によって各ワード毎に異なる予測
値出力を発生する複数の予測器の各予測値出力のうちの
ブロック毎のブロック最大絶対値の大きさを比較して最
小のブロック最大絶対値を生じた予測器の予測関数形を
、予測誤差の量子化処理において各ブロック毎の信号に
対して予測誤差を与える予測関数形として設定する構成
となっているので、高域における歪率の低下を防止でき
ることになる。
は、入力ディジタル信号を共通のパラメータとしかつ互
いに異なる予測関数形によって各ワード毎に異なる予測
値出力を発生する複数の予測器の各予測値出力のうちの
ブロック毎のブロック最大絶対値の大きさを比較して最
小のブロック最大絶対値を生じた予測器の予測関数形を
、予測誤差の量子化処理において各ブロック毎の信号に
対して予測誤差を与える予測関数形として設定する構成
となっているので、高域における歪率の低下を防止でき
ることになる。
また、予測誤差を量子化処理するための量子化器及び逆
量子化器の量子化幅が、選択された最小のブロック最大
絶対値の大きさに応じである値以上小さくならないよう
に制限されるため、スロープオーバーフローも防止でき
ることになる。
量子化器の量子化幅が、選択された最小のブロック最大
絶対値の大きさに応じである値以上小さくならないよう
に制限されるため、スロープオーバーフローも防止でき
ることになる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図のフィルタ・ゲイン選定器から出力されるゲイン
情報について説明するための図、第３図〜第５図はフロ
ーティングＰＣＭ処理について説明するための図、第６
図は本発明による信号周波数対歪率の特性図、第７図は
本発明によるスロープオーバーフローの様子を示す図、
第８図は従来例の一般的な構成を示すブロック図、第９
図は信号変化の様子を示す図、第１０図は予測器の構成
の一例を示すブロック図、第１１図は従来例による信号
周波数対歪率の特性図、第１２図は従来例によるスロー
プオーバーフローの様子を示す図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・ｎワード遅延器 ３ａ〜３Ｃ・・・・・・ピークホールド器５ ａ、
５ ｂ、 １３．２４−−−−−−予測器６・・・・
・・フィルタ・ゲイン選定器８・・・・・・固定量子化
器 １０・・・・・・符号化処理系 １４・・・・・・適応量子化器 １６．２２・・・・・・適応逆量子化器２０・・・・・
・復号化処理系 出願人 パイオニア株式会社
第１図のフィルタ・ゲイン選定器から出力されるゲイン
情報について説明するための図、第３図〜第５図はフロ
ーティングＰＣＭ処理について説明するための図、第６
図は本発明による信号周波数対歪率の特性図、第７図は
本発明によるスロープオーバーフローの様子を示す図、
第８図は従来例の一般的な構成を示すブロック図、第９
図は信号変化の様子を示す図、第１０図は予測器の構成
の一例を示すブロック図、第１１図は従来例による信号
周波数対歪率の特性図、第１２図は従来例によるスロー
プオーバーフローの様子を示す図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・ｎワード遅延器 ３ａ〜３Ｃ・・・・・・ピークホールド器５ ａ、
５ ｂ、 １３．２４−−−−−−予測器６・・・・
・・フィルタ・ゲイン選定器８・・・・・・固定量子化
器 １０・・・・・・符号化処理系 １４・・・・・・適応量子化器 １６．２２・・・・・・適応逆量子化器２０・・・・・
・復号化処理系 出願人 パイオニア株式会社
Claims (3)
- （１）連続するワードからなる入力ディジタル信号を伝
送するに当り各ワードの予測値と実際値との差を予測誤
差として得てこれを量子化して伝送する信号伝送装置で
あって、前記入力ディジタル信号のワードの所定数を１
ブロックとしてブロック毎に予測関数形を設定する設定
手段と、前記設定手段により設定された設定予測関数形
による各ワードの前回値の関数値を得てこの関数値と各
ワードの今回値との差を予測誤差とする予測誤差発生手
段と、前記予測誤差を量子化して伝送する量子化伝送手
段とを備え、前記設定手段は、前記入力ディジタル信号
を共通のパラメータとしかつ互いに異なる予測関数形に
よって各ワード毎に異なる予測値出力を発生する複数の
予測値発生手段と、前記複数の予測値発生手段の各予測
値出力のうちのブロック毎のブロック最大絶対値の大き
さを比較して最小のブロック最大絶対値を生じた予測発
生手段の予測関数形を前記設定予測関数形とする選定手
段とからなることを特徴とする信号伝送装置。 - （２）前記複数の予測値発生手段のうちの少なくとも１
つは予測関数形が０であり、この予測関数形０が選定さ
れた場合は、前記各ブロック毎の信号に対して同一量子
化ビット数のビットシフト処理を施すことを特徴とする
請求項１記載の信号伝送装置。 - （３）前記量子化伝送手段は前記予測誤差を量子化処理
するための量子化器及び逆量子化器を含み、この量子化
器及び逆量子化器は前記最小のブロック最大絶対値の大
きさに応じて量子化幅が制限されることを特徴とする請
求項１記載の信号伝送装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63284397A JPH02131038A (ja) | 1988-11-10 | 1988-11-10 | 信号伝送装置 |
| US07/431,064 US5084904A (en) | 1988-11-10 | 1989-11-03 | Signal transmission device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63284397A JPH02131038A (ja) | 1988-11-10 | 1988-11-10 | 信号伝送装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02131038A true JPH02131038A (ja) | 1990-05-18 |
Family
ID=17678042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63284397A Pending JPH02131038A (ja) | 1988-11-10 | 1988-11-10 | 信号伝送装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5084904A (ja) |
| JP (1) | JPH02131038A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR930009436B1 (ko) * | 1991-12-27 | 1993-10-04 | 삼성전자 주식회사 | 파형부호화/복호화 장치 및 방법 |
| US5621760A (en) * | 1992-07-21 | 1997-04-15 | Kokusai Electric Co., Ltd. | Speech coding transmission system and coder and decoder therefor |
| US5426463A (en) * | 1993-02-22 | 1995-06-20 | Rca Thomson Licensing Corporation | Apparatus for controlling quantizing in a video signal compressor |
| JP2655063B2 (ja) * | 1993-12-24 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | 音声符号化装置 |
| JPH088845A (ja) * | 1994-02-04 | 1996-01-12 | Advanced Micro Devices Inc | 集積回路外部のデジタル信号の中間データ処理を選択的に可能化するためのシステム |
| FI970553L (fi) * | 1997-02-07 | 1998-08-08 | Nokia Mobile Phones Ltd | Audiokoodausmenetelmä ja -laite |
| US6012025A (en) * | 1998-01-28 | 2000-01-04 | Nokia Mobile Phones Limited | Audio coding method and apparatus using backward adaptive prediction |
| US6420980B1 (en) * | 1998-10-06 | 2002-07-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Lossless compression encoding method and device, and lossless compression decoding method and device |
| EP3266208B1 (en) | 2015-03-02 | 2019-05-08 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Content-adaptive perceptual quantization for high dynamic range images |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0207171B1 (en) * | 1984-12-29 | 1993-11-10 | Sony Corporation | Digital signal transmission device |
| JPS62214792A (ja) * | 1986-03-14 | 1987-09-21 | Fujitsu Ltd | 差分符号化装置 |
-
1988
- 1988-11-10 JP JP63284397A patent/JPH02131038A/ja active Pending
-
1989
- 1989-11-03 US US07/431,064 patent/US5084904A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5084904A (en) | 1992-01-28 |
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