JPH02134146A - 超音波非線形パラメータ測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （概要） 被測定媒体の超音波非線形パラメータを測定する測定装
置に関し、 受信した測定波信号から複数の任意部分についてのみ直
交検波して、測定波の位相急峻部位の直交検波後の信号
に与える影響を回避した上で、位相差などから超音波非
線形パラメータを求め、メディアンフィルタ処理などに
よって超音波非線形バラメークの測定精度を向上させる
ことを目的とし、 被測定媒体に対して高周波かつ低音圧の測定波用超音波
パルスを送信すると共に反射した測定波を受信する超音
波振動子と、被測定媒体に対して低周波かつ高音圧のポ
ンプ波を送信する超音波振動子と、上記超音波振動子に
よって受信した測定波信号から被測定媒体中の複数の任
意部位に対応する部分を切り出した後に直交検波し、あ
るいは測定波（３号に対して被測定媒体中の複数の任意
部位に対応する部分の時に直交検波するための参照信号
および９０°位相が異なる信号を供給して直交検波し、
この直交検波した後の実数成分および虚数成分について
、上記測定波用超音波パルスを上記ポンプ波に重畳させ
て送信した時および測定波用超音波パルスのみを送信し
た時の両者を求め、あるいは上記測定波用超音波パルス
を上記ポンプ波に重畳させるポンプ波上の位置を変えて
送信した時の両者を求め、これらいずれかの両者に基づ
いて被測定媒体中の複数の任意部位の超音波非線形パラ
メータを測定するように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、被測定媒体の超音波非線形パラメータを測定
する測定装置に関するものである。生体Ｍｉ織などに対
する音速が、音圧に対して一次近催の範囲では一定値で
あるが、二次近イ以の範囲では音圧に比例するという非
線形性を示す性質を利用し、被測定媒体の非線形性パラ
メータを精度良く測定することが望まれている。

「従来の技術と発明が解決しようとする課題〕従来、生
体）１１１Ｔｈなどの被測定媒体の非線形性パラメータ
を求める手法（例えば特開昭６０−１１９９２６号）と
して、第１２図（ａｌに示すように低周波かつ高音圧の
ポンプ波を被Ｉ１１定媒体に送信すると共に、（ｋｌ＋
、（ｃ）に示すようにこのポンプ波の正および負の最大
値の部分で高周波かつ低音圧の測定波用超音波パルスを
被測定媒体に送信して反射してきた両者の測定波の位相
差を測定し、被測定媒体中の超音波非線形バラメークで
ある位相シフトパラメータＮや、Ｂ　／　Ａを求めるよ
うにしていた。また、ポンプ波を被測定媒体に送信した
場合と送信しない場合とにおける反射してきた両者の測
定波の位相差を測定し、超音波被１腺形パラメータを求
めるようにしていた。

しかし、この従来の手法は、反射してきた両者の測定波
の位相差を算出する際に、例えば第１３図（イ）に示す
ように、測定波用トランスデユーサ（超音波振動子）に
よって受信した両者の測定波に・ついていわば連続に演
算処理して位相差を求めていたため、第１３図（イ）の
（ａ、３）の解析値に示すように、測定波中の位相がｔ
、　ｔｌ＋ｑする部位の影響によって当該解析値（位相
シフト量）が大幅に変化してしまう部分が発生し、精度
良好に測定（推定）し得ないという問題があった。第１
３図（イ）従来例シこついて簡華に説明する。

第１３図（イ）において、（ａ、ｌ）は測定波用Ｉ・ラ
ンスデューサおよび散乱体（被測定媒体）の位置関係を
示す。散乱体中の点Ａ、点Ｂは、今、位相シフト量を求
めようとする部位である。尚、測定波用トランスデユー
サの外に低周波かつ高音圧のポンプ波を散乱体に送信す
るトランスデエーサが図示外に設けられている。

（ａ、２）は、測定波用トラスデューサによって測定し
た測定波を示す。

（ａ、３）は、（ａ、２）に示す測定波と、ポンプ波に
測定波用超音波パルスを重畳させた時の測定波の位相シ
フトｉ　Ｙ　ＭＬを示す。実線が演算して求めた解析値
、点線が理論値である。この解析値は、既述したように
、（ａ、２）の測定波の位相が急峻する部位の影響によ
って波うってしまい、精度良好に求め得ないという問題
があった６ 本発明は、受信した測定波信号から複数の任意部分につ
いてのみ直交検波して、測定波の位相急峻部位の直交検
波後の信号に与える影響を回避した上で、位相差などか
ら超音波非線形パラメータを求め、メディアンフィルタ
処理などによって超音波非線形パラメータの測定精度を
向上させることを目的とする。

〔課題を解決する手段〕

第１図、第４図および第１３図（ロ）を参照して課題を
解決する手段を説明する。

第１図において、超音波振動子４は、被測定媒体２１に
対して低周波かつ高音圧のポンプ波を送信するものであ
る。

超音波振動子５は、被測定媒体２１に対して高周波かつ
低音圧の測定波用超音波パルスを送信すると共に反射し
た測定波を受信するものである。

時間ゲート８は、超音波振動子５によって受信した測定
波信号から被測定媒体２１中の複数の任意部位に対応す
る部分を切り出すものである。

時間ゲート９−１．９−２は、超音波振動子５によって
受信した測定波信号に対して被測定媒体２１中の複数の
任意部位に対応する部分の時に直交検波するための参照
信号および９０°位相が異なる信号を直交検波回路２２
に供給するものである。

演算部１９は、直交検波回路２２によって直交検波され
た虚数成分および実数成分に基づいて位相差などを演算
し、超音波非線形パラメータを測定する゛ものである。

〔作用〕

本発明は、第１図、第４図および第１３図（ロ）に示す
ように、超音波振動子４．５によって測定波用超音波パ
ルスおよびポンプ波を被測定媒体２１に送信し、時間ゲ
ート８が超音波振動子５によって受信した測定波信号か
ら被測定媒体２１中の複数の任意部位に対応する部分を
切り出して直交検波回路２２に入力し、あるいは時間ゲ
ート９−１．９−２が測定波信号に対して被測定媒体２
１中の複数の任意部位に対応する部分の時に直交検波す
るための参照信号および９０’位相が異なる信号を直交
検波回路２２に入力し、直交検波する（第１３図（ロ）
の（ｂ、２）参照）。これら直交検波した実数成分およ
び虚数成分に基づいて、位相差などを求めて超音波非線
形パラメータを測定するようにしている（第１３図（ロ
）の（ｂ、３）参照）。

従って、例えばポンプ波あり、なしの場合に受信した２
種の測定波信号から被測定媒体２１中の複数の任意部位
に対応する部分を切り出して直交検波し、位相差を求め
ることにより、測定波の位相急峻部位の影響を回避する
と共に、メディアンフィルタ処理などを行って精度良好
に非線形パラメータの推定値を求めることが可能となる
。

〔実施例〕

まず、第１図および第２図を用いて本発明の１実施例の
構成および動作を説明する。

第１図において、タイミング発生器１は、超音波振動子
４が放射するポンプ波と、超音波振動子５が放射する測
定波用超音波パルスとの送信タイミングを制御するタイ
ミング信号などを発生するものである。例えば第２図（
ａ）は測定波用超音波パルスを送信するタイミング信号
を表し、第２図ｔｂ）はポンプ波を送信するタイミング
信号を表す。

ポンプ波送信回路２ば、タイミング発生器１から入力さ
れたタイミング信号（第２図（ｂ））に対応して、超音
波振動子４から低周波かつ高音圧のポンプ波を送信させ
る回路である。

測定波送信回路３は、タイミング発生器１から入力され
たタイミング信号（第２図（ａ））に対応して、超音波
振動子５から高周波かつ低音圧の測定波用超音波パルス
を送信させる回路である。

超音波振動子４は、低周波かつ高音圧のポンプ波を被測
定媒体２１に向けて送信するものである。

超音波振動子５は、高周波かつ低音圧の測定波用超音波
パルスを被測定媒体２１に向けて送信すると共に、反射
してきた測定波を受信するものである。

プリアンプ６は、受信した測定波信号を増幅するもので
ある。

ＢＰＦ　（バンドパスフィルタ）７ば、ポンプ波の低周
波成分やノイズ成分を除去するフィルタである。このＢ
ＰＦ７によってフィルタした後の波形を第２図（Ｃ）に
示す。

時間ゲート８は、ＢＰＦ７によってフィルタした後の測
定波信号から、被測定媒体２１中の複数の任意部位に対
応する部分の信号を切り出す回路である。例えば第２図
（ｄｌに示すゲート信号Ａ、Ｂによって、被測定媒体２
１中の部位Ａ、Ｂから反射して受信された測定波信号を
切り出すようにしている（第２図（ｅ））。

参照信号１０は、直交検波回路２２に供給するＳＩＮω
ｔの信号である。

９０°位相シフタ１１は、参照信号であるＳｔＮωｔの
位相を９０°シフトさせたＣＯ３ωｔの信号を生成する
ものである。

直交検波回路２２は、乗算器１２．１５、ＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）１３．１６から構成され、時間ゲート８
から人力された第２図（ｅｌの受信波形（測定波信号）
に対し、乗算器１２．１５によってＳＩＮωｔあるいは
ＣＯ８ωｔをそれぞれ乗算し、直交検波して第２図ｆｆ
）サイン成分（虚数成分）および第２図（ｇｌコサイン
成分（実数成分）を生成するものである。第２図ｆｆｌ
中のＡＳＩ、ＢＳｌはポンプ波を送信しない場合の被測
定媒体Ａ、Ｂにおける直交検波信号のサイン成分を夫々
示し、第２図（９中のＡＣＩ、ＢＣＩはポンプ波を送信
しない場合の被測定媒体Ａ、Ｂにおけるコサイン成分を
夫々示す。また、第２図ｆｆｌ中のＡＳ２、ＢＳ２はポ
ンプ波に測定用超音波パルスを重畳させた場合の被測定
媒体Ａ、Ｂにおけるサイン成分を夫々示し、第２図＋ｇ
ｌ中のＡＣ２、ＢＯ２はポンプ波に測定波用超音波パル
スを重畳させた場合の被測定媒体Ａ、Ｂにおけるコサイ
ン成分を夫々示す。

ＬＰＦ　（ローパスフィルタ）１３．１６は、２ωを成
分以上の高周波成分を除去するフィルタである。

ＡＤＣ（アナログ・デジタル変換器）１４．１７は、直
交検波した後のサイン成分およびコサイン成分をディジ
タル値に夫々変換するものである。

メモリ１８は、ＡＤＣ１４，１７によってディジタル値
に変換したサイン成分およびコサイン成分を記憶させる
ものである。

演算部１９は、点Ａ、点已における位相シフト置型Ａ、
Ｖ、を後述する式α匂あるいは式（２０＋を用いて演算
し、更に点Ａ１点Ｂの間の位相シフトパラメータＮを後
述する式０５１を用いて演算などするものである。この
演算した位相シフトパラメータＮを表示用メモリ２０に
格納し、デイスプレィ上に表示する。また、超音波振動
子４．５を被測定媒体２１に対して２次元的に走査して
、空間的に位相シフトパラメータを表示用メモリ２０に
格納し、デイスプレィ上に画像として表示する。

第２図は第１図構成の動作説明図を示す。

第２図において、ｆａｌは、測定波の送信タイミングを
示す。これは、第１図超音波振動子５から被測定媒体２
１に送信される測定波用超音波パルスの送信タイミング
を表す。

（ｂｌは、ポンプ波の送信タイミングを示す。これは、
第１図超音波振動子４から被測定媒体２１に送信される
ポンプ波の送信タイミングを表す。

（Ｃ１は、受信波形（測定波の波形）を示す。

（ｄｉは、ゲート信号を示す。これは、第１図時間ゲー
ト８が、受信した測定波信号から、被測定媒体２１中の
点Ａ、点Ｂの部位に対応する信号を切り出すためのゲー
ト信号である。

（ｅ）は、ゲート後の受信波形（測定波１３号）を示す
。これは、第１図時間ゲート８によって、受信した測定
波信号から切り出された測定波信号を表す。

ｆｆｌは、直交検波後のサイン成分を示す。これは、第
１図直交検波回路２２を構成する乗算器１２、ＬＰＦ　
ｌ　３によって生成されたサイン成分（虚数成分）を表
す。

ｆｇｌは、直交検波後のコサイン成分を示す。これは、
第１図直交検波回路２２を構成する乗算器１５、ＬＰＦ
１６によって生成されたコサイン成分（実数成分）を表
す。

第３図は、直交検波後の信号例を示す。

第３図において、“ポンプ波なしの時の受信信号の直交
検波後の信号の振幅”および“ポンプ波ありの時の受信
信号の直交検波後の信号の振幅“について、”ＳＩＮω
【との乗算１および″ＣＯ３ωｔとの乗算”した時の夫
々の値が格納されており、これらを図示のようにγ、１
、γゎいＴｓｚ、γ、と表す。ただし、図中で■、は受
信信号強度、１、は参照信号強度である。

第４図は、第１図時間ゲート８の代わりに、時間ゲート
９−１．９−２を設けた他の実施例構成を示す。第５図
は第４図構成の動作説明図を示す。

この第４図構成は、ＳＩＮωｔおよびＣＯ８ωｔの信号
を直交検波回路２２に対して、被測定媒体２１の点Ａ、
点Ｂの部位から反射して受信した測定波信号の部分に対
応する時にのみ、供給するようにしたものである。これ
により、第５図（ｅ）および（ｆｌに示すようなＳＩＮ
ωｔおよびＣＯ８ωｔを直交検波回路２２に供給し、第
４図（幻および（ｈｌに示すような直交検波後のサイン
成分およびコサイン成分を生成するようにしている。

第５図は第４図構成の動作説明図を示す。

第５図において、（ａｌは、測定波の送信タイミングを
示す。これは、第４図超音波振動子５から被測定媒体２
１に向けて送信される測定波用超音波パルスの送信タイ
ミングを表す。

中）は、ポンプ波の送信タイミングを示す、これは、第
４図超音波振動子４から被測定媒体２１に向けて送信さ
れるポンプ波の送信タイミングを表す。

（Ｃ１は、受信波形（測定波の波形）を示す。

（ｄ）は、ゲート信号を示す、これは、第４図時間ゲー
ト９−１．９−２が被測定媒体２１中の点Ａ、点Ｂの部
分のみに対応する時刻にＳＩＮωｔおよびＣＯ８ωｔを
直交検波回路２２に供給するためのゲート信号である。

Ｔｅｌは、ゲート後の参照信号のサイン成分である。

これは、第４図時間ゲート９−１から乗算器１２に供給
するＳＩＮωｔの信号である。

ｆｆｌは、ゲート後の参照信号のコサイン成分である。

これは、第４図時間ゲート９−２から乗算器１５に供給
するＣＯ８ωｔの信号である。

ｆｇｌは、直交検波後のサイン成分を示す。これは、第
４図直交検波回路２２を構成する乗算器１２、ＬＰＦ１
３によって生成されたサイン成分（虚数成分）を表す。

（ｈｌは、直交検波後のコサイン成分を示す。これは、
第４図直交検波回路２２を構成する乗算器１５、ＬＰＦ
１６によって生成されたコサイン成分（実数成分）を表
す。

第６図は、本発明に係わる差分増幅回路例を示す。これ
は、第１図あるいは第４図ＬＰＦ１３．１６と、ＡＤＣ
１４，１７との間に挿入するものであって、差分を増幅
（Ｋ倍）してＡＤＣ１４，１７によってアナログ信号を
ディジタル信号に精度良好に変換する（量子化エラーを
少なくして変換する）ものである。第７図に動作説明図
を示す。

第６図において、ＬＰＦ　（ローパスフィルタ）１３．
１６の出力は直交検波信号のサイン成分、あるいはコサ
イン成分であり、第７図（ａ）、（ｂｌに対応している
。

選択信号発生回路３０は、直交検波信号の各成分（ＡＳ
Ｉ、ＢＳＩ、Ａｓ２、ＢＳ２、ＡＣＩ、ＢＣＩ、Ａ、Ｃ
２、ＢＯ２）を選択するための信号（第７図（Ｃ）、ｆ
ｄｌ、Ｔｅｌ、ｉｆ）参照）を発生したり、これらの成
分をホールドするための信号（第７図（ｇｌ、（ｈｌ、
（１）、（Ｊ）参照）を発生したりなどするものである
。

信号選択回路（１）３１、信号選択回路＋２１３２は、
直交検波信号のサイン成分（ＡＳＩ、ＢＳＩ、Ａｓ２、
Ｂ５２）、コサイン成分（ＡＣＩ、ＢＣＩ、ＡＣ２、Ｂ
Ｏ２）を夫々選択する回路である。

ＳＨ（サンプルホールド）回路３３ないし４０は、選択
信号発生回路３０からの選択信号に対応して直交検波信
号のＡＳＩ、Ａｓ２、ＢＳＩ、ＢＳ２、ＡＣＩ、ＡＣ２
、ＢＣＩＸＢＣ２を夫々サンプルホールドする回路であ
る（第７図（幻、Ｔｈｌ、（１）　　ＴＪ）参照）。

作動アンプ４１ないし４４は、ＳＨ回路にホールドされ
た信号の差分をに倍した図示信号を生成するものである
（第７図（ｋｌ、（１）参照）。

信号選択回路（３１４５，４６は、図示のように８８回
路、作動アンプによってホールドあるいは作動増幅され
た信号を選択し、ＡＤＣ１４，１７に順次入力するもの
である。

以上の構成によって、演算部１８で超音波非線形パラメ
ータを算出するために必要は信号、特に差分をに倍に増
幅した後、ＡＤＣ１４，１７によってアナログ信号をデ
ィジタル信号に変換することにより、当該ＡＤＣ１４，
１７による量子化誤差を軽減して超音波非線形パラメー
タを精度良好に演算することが可能となる。

第７図は、第６図回路の動作説明図を示す。

第７図において、（ａｌ、（ｂｌは、ＬＰＦ後のサイン
成分、コサイン成分を示す。これらは、第６図ＬＰＦ１
３．１６によって高調波成分を除去した後の直交検波信
号のサイン成分、コサイン成分を表す。図中、ＡＳＩ、
ＢＳＩ、ＡＳ２、ＢＳ２、ＡＣｌ、ＢＣｌ、ＡＣ２、Ｂ
Ｏ２は、第２図ｆｆｌ、ｔｇｌあるいは第５図（ｇｌ、
Ｆｈｌ中に示す記号に対応している。

（Ｃ１、（ｄｌ、（ｅｌ、（ｆｌは、（ａｌ、（ｂｌ中
の該当信号を選択する信号である。これは、第６図選択
信号発生回路３０が信号選択回路（１１３１，３２に入
力する選択信号である。

ｔｇｌ、（ｈｌ、（１１、（」）は、８８回路によって
ホールドするホールドタイミングを示す。また、信号Ａ
Ｓｌのホールドされた値を７ＡＳｌ　とする。同様に、
信号ＡＣＩ、ＢＳＩ、ＢＣＩ、ＡＳ２、ＡＣ２、ＢＳ２
、ＢＯ２のホールドされた値を夫々γＡＣ−γ１１Ｓ１
％７ＩＣＩ％Ｔ＊５ｚｓＴＡＣ２１γＢＳ２％γ寥ｃ２
　とする。

＋ｋｌ、（１）は、Ａ点、Ｂ点の八り変換を示す。これ
は、８８回路によってホールドされた信号のうち矢印を
用いて示す信号についてＡＤ変換し、ディジタル値に変
換することを意味している。具体的に説明すれば、ポン
プ波なしの状態で、（ｇ＋のγ１、ＴＡｃ３、（ｈ）の
γ１１Ｓ１　、γｇｅｌ　について、ＡＤ変換する。更
に、ポンプ波ありの状態で、（ｋｌで差分をに倍した信
号であるＫ（ＴＡｓｚ−γＡ５．）、Ｋ（γｓｃｚ　　
ｒ　ｓｃ＋　）　、（ＩＩで差分をに倍した信号である
Ｋ（γｍｓｔ　　Ｔｍｓ＋　）　、Ｋ　（１ＭＣ２Ｔｓ
ｃ、）について、ＡＤ変換する。これらＡＤ変換した値
は、−旦メモリ１８に格納する。そして、演算部１９が
メモリ１８から取り出して位相シフトパラメータを計算
する。後述する弐０９に従うと、点Ａまでの位相シフト
置型、は、下式（２１）によって計算される。

Ａ （Ｋ２（γ　ａｃ２−　γＡｃ＋）”＋　　Ｋ”（Ｔ　
Ａｓｚ−γ　、、、）Ｚ）ｌ／Ｚ　　１（γ１．′＋γ
Ａｓ、　２）ｌ／２　　　　　　　　Ｋ・（２１） また、同様に、点Ｂまでの位相シフトを甲、は下式（２
２）によって計算される。

ち （γｓｃ＋　　”＋　ｒ　ｍｓ＋　　”）　””・　・
　・　・　・　・　・　・　・　・　・　・　・　・　
・　・　・　・　・　・（２２）上記の甲６、甲、を用
いると、点Ａ、点Ｂの間の位相シフトパラメータＮは後
述する式ａ９によって計算できる。

第８図は、被測定媒体２１の深さ方向に対して複数の任
意点の位相シフトパラメータを測定する構成を示す。こ
れは、直交検波回路を２２−１．２２−２の２組を設け
、タイミング発生器１がら時間ゲート８−に人力された
ＨレヘルおよびＬレヘルが交互に変わるタイミング信号
に同期し、■ルーベルの時に左側の直交検波回路２２−
１に被測定媒体２１から受信した測定波信号を人力して
直交検波し、一方、Ｌレヘルの時に右側の直交検波回路
２２−２に被測定媒体２１から受信した測定波信号を入
力して直交検波するようにしている（第９図（ｄｌ、（
０）、（ｆｌ参照）、このように、２組の直交検波回路
２２−１．２２−２を設けてこれらに受信した測定波信
号を交互に入力して直交検波することにより、いわば測
定波信号を区切った状態で第９図（ｇ）、（ｈｌに示す
ように直交検波後のサイン信号およびコサイン信号を止
成し、測定波信号の位相の色峻な部位による影響を最小
限に限定すると共に、後述するメディアンフィルタなど
によってバラツキを軽減することが可能となる。

第９図は、第８図構成の動作説明図を示す。

第９図において、ｆａｔは、測定波の送信タイミングを
示す。これは、第８図超音波振動子５から被測定媒体２
１に向けて送信される測定波用超音波パルスの送信タイ
ミングを表す。

（ｂｌは、ポンプ波の送信タイミングを示す。これは、
第８図超音波振動子４から被測定媒体２１に向けて送信
されるポンプ波の送信タイミングを表す。

（Ｃ１は、ポンプ波なしおよびポンプ波ありの場合の受
信波形（測定波の波形）を示す。

＋ｄ＋は、ゲート信号を示す。これは、第８図タイミン
グ発生器１が時間ゲート８−１に供給するゲート信号を
示す。

（ｅｌは、ゲート後の受信信号１を示す。これは、時間
ゲート８−１に対してＨレベルのゲート信号が供給され
た時に、（Ｃ）の測定波信号から切り出したものである
。

（ｆｌは、ゲート後の受信信号２を示す。これは、時間
ゲート８−１に対してＬレベルのゲート信号が供給され
た時に、（ｃ＋の測定波信号から切り出したものである
。

（ｇｌ、（ｈｌは、受信信号１の直交検波後のサイン信
号、コサイン信号である。

（ｉ＞は、位相シフト量の演算結果を求める位置を示す
。図中！１、平１、甲、・・・の位置で位相シフト量が
演算されることを表している。

ｆｊ）、（ｋｌは、受信信号２の直交検波後のサイン信
号、コサイン信号である。

（１）は、位相シフト量の演算結果を求める位置を示す
。図中甲７、甲、　、Ｖ、　　・・・の位置で位相シフ
ト量が演算されることを表している。

以上のように、直交検波回路２２−１．２２−２の２組
を設け、受信した測定波信号を交互に入力して直交検波
し、位相急峻による影響を回避した位相シフト量を求め
ることが可能となる。

第１０図はメディアンフィルタ／移動平均説明図を示す
。

第１０図ｆａｔは、受信信号（測定波信号）を示す。

第１Ｏ図（ｂｌは、位相シフト貴重、４Ｌを示す。実線
は、既述した構成によって被測定媒体２１の潔さ方向の
複数の部位の位相シフト量＋′９．を゛測定によって求
めた解析値をプロ・ツトしたものである。点線は、理論
値を示す。これら解析値のうち、測定波の位相の不連続
点において図示ａ、ｂに示すような位相シフト貴重、が
理値値から大きくずれる。

第１０図（Ｃ）は、メディアンフィルタを掛けた後の位
相を示す。これは、第１０図（ｂｌの解析値のうち、位
相不連続によって理論値から大きくずれたａ、ｂについ
て、隣合う５点の位相シフト量を小さい順に並べ、中央
の値、即ち小さい方から３番目の（直に置き（負えるフ
ィルり（メデイアンフィルり）処理を行ったものである
。これにより、解析値が理論値から大きくずれる値を除
外することができる。

第１０図（ｄｉは、第１０図＋ｃ＋のメディアンフィル
タ処理を行った後、更により滑らかな位相シフト量を得
るために、位相シフト量甲、の移動平均を行ったもので
ある。

第１０図（ｅ）は、上段に示す位相シフト量のｖｌと甲
、から位相シフトパラメータＮ、　、’Ｐ、と甲６から
位相シフトパラメータＮ２　・・・のように、最終的な
位相シフトパラメータＮ、を後述する式０５）を用いて
計算したものである。

また、第１０図は深さ方向に対してのみ、メディアンフ
ィルタ／移動平均を行っているが、２次元的に走査し、
得られた位相シフト貴重、Ｌに対して空間的にメディア
ンフィルタ／移動平均を行うようにしてもよい。

尚、第１１図は、位相シフト量の説明図を示す。

図中、甲はポンプ波なしの場合の位相シフト量を示し、
′Ｐ、ＩＬはポンプ波なし、ありの場合の位相シフトｔ
の差を示す。以下位相シフトパラメータＮの算出の原理
について説明する。

被測定媒体２１内の音圧がゼロの時の音速をＣ０、密度
をρ。とすると、Ｐなる音圧が加えられた時の音速Ｃは
、 Ｂ Ｃ”’　Ｃ。

＋ ・（１） Ｎ＝　　　　　　　　　　　　（Ｂ／Ａ）　　・　・　
・　・　・　・（６）２　ρｏｃｏ　　　Ａ ａＰ Ａ　　　　　　　　　　　　　　ａＰ である。ここで、添字Ｓは等エントロピーであることを
示す。

即ち、ポンプ波の音圧Ｐにより、音速Ｃは、Ｂ ΔＣ＝　　　　　　　　　Ｐ・・・・・・・・（４）２
ρｏｃｏＡ たけ変化することになる。

ここで、音速の圧力依存性から直接定義される「位相シ
フトパラメータＮ」は以下のように定義される。

２　ρ。　Ｃ０ 従って、ρ。、ｃｏが既知であれば、ＮとＢ／Ａの一方
を推定すれば、もう一方は式（６）から計算できる。

媒体中を伝播する波動は、減衰を無視すると次式のよう
に表される。

Ｐ　　（ｔ　　；ｘ）　　−Ａ−３ｉｎ　　（ω（ｔ　
−一））・（７１に こで、Ｐは音圧、Ｌは時間、Ｘは空間座標、Ａは振幅、
ωが角周波数、Ｃは音速である。弐（７）において、音
速Ｃが静圧時の音速Ｃ０から微小量ΔＣだけ変化したと
き、位相項型は以下のようになる。

甲＝ω・　（を−） Ｃ０＋ΔＣ ａＰ また、非線形パラメータＢ／Ａと位相シフトパラメータ
Ｎは以下のような関係がある。

Ｃｏ　　　　　　　Ｃ。

Ｃｏ　　　　　　　　　　　Ｃ。

ΔＣ Ｃ０ これにより、音速変化による位相の変化Δ甲は、Δ甲＝
甲−甲。

ΔＣ ＝Ｃ・　Ｘ　・　　　　　　　・　・　・　・　・　・
　・　・　・　・（９）となる。従って、音速Ｃの微小
変化ΔＣが非線形性によるものとすると、位相項型の圧
力依存性は式（５）の位相シフトパラメータＮを使って
次式のように表現できる。

Δ甲　　　　　１　　　ΔＣ きければ、式（２）における音圧Ｐはポンプ波の音圧と
考えてよい。従って、このポンプ波の音圧から、Ｘ軸上
の音速分布Ｃ（ｘ　；　ｔ）は、弐（５）の位相シフト
パラメータＮを使えば、以下のように表現できる。

Ｃ Ｃ（ｘ　　；　　ｔ）　　＝Ｃ，＋＝　　Ｐ　　（ｘ）
ａＰ ΔＰ　　　　　　　Ｃｏ　　　ΔＰ ΔＰ ＝Ｃ・　ｘ−Ｎ　・　・　・　・　・　・　・　・　・
　・　・　・ＧＯ１以下、位相シフトパラメータＮの測
定方法について、基本式を導出する。

ポンプ波に測定波が重畳している時の音圧は、ポンプ波
の音圧と測定波の音圧との和であるが、ポンプ波の音圧
が測定波の音圧に比べて十分に大Ｐ ＝Ｃｏ　　”Ｃｏ　　　　・Ｎ　　（ｘ）　　・Ｐ　　
（ｘ）　　・・・０１１ここで、Ｎ　（ｘ）は位相シフ
トパラメータＮの空間分布を表す。いま、ポンプ波を送
出した時間ｔ＝０とすると、距離りだけ進んだ時、観察
される測定波の位相シフト量Δ’Ｐ　（Ｌ）は、＋Ｃ０ １＋Ｃ０ Ｃ（ｘ　　；　　ｔ） ・　Ｎ （ｘ） ・　Ｎ　　（ｘ） （Ｘ） （Ｘ） 以下のように導出できる。

Ｃ０ ・　ｄｘ となる。弐＠で、第１項は測定波が長さしだけ伝播する
ことによって起こる線形の位相回転項を表し、第２項が
非線形効果による位相シフト量Δ甲ＮＬ（Ｌ）を表す。

Δ甲ＭＬ　（Ｌ）　　＝−ωＪ　　Ｎ　（ｘ）　　・Ｐ
　　（ｘ）　　ｄｘ・　・　・　・　・　・　・　・圓 式０争が測定の基本式となる。対象と考えている区間で
Ｎ　（ｘ）が一定ならば、式α■は次式のように書くこ
とができる。

Δ甲ＭＬ（Ｌ）−−ω−Ｎｆ　　Ｐ（ｘ）ｄｘ・−０４
１従って、任意の２地点、Ａ、Ｂを考え（地点Ａ、Ｂま
での距離をり、　、Ｌ、とする）、そこまでの非線形効
果による位相シフト量をそれぞれ甲１、甲、とするとＡ
−Ｂ間の位相シフトパラメータは、甲、−甲Ａ干−ω・
Ｎｆ　　Ｐ　　（ｘ）　　ｄｘによって、 甲、−甲。

Ｎ＝　　　　　　　　　　　・・・・・・・０９−ωｆ
　Ｐ（ｘ）ｄｘ 次に、２地点Ａ、Ｂまでの位相シフト置型え、！、は以
下のように受信信号を直交検波すると計算できる。

ポンプ波がない時の受信信号（測定波信号）をＩ＋　Ｓ
ｉｎ　（ωｔ＋’Ｐ） ポンプ波がある時の受信信号を ＋１　Ｓｉｎ　（ωを生型＋’ＰＮＬ）とおく。また、
直交検波のための参照信号を■、Ｓｉｎωｔ、Ｉｒ　Ｃ
ｏｓωｔ とする。但し、甲は線形の位相回転項、′ＰＮＬは非線
形効果による位相差、■８は受信信号強度、■７は参照
信号強度である。

ポンプ波のない時の受信信号と、ポンプ波がある時の受
信信号とのそれぞれに参照信号を乗算し、２ωを以上の
成分をカットする低減フィルタを通すと第３図に示すよ
うな結果を得る。この第３図の結果をベクトルで表現す
ると第１１図のようになる。非線形効果による位相シフ
ト量′ＰＮＬは微小であるから、 となる。弐〇ｇｌを点Ａ、点Ｂについて計算して、その
時の位相シフト量を′１′１、甲、とおくと、式α９の
関係から点Ａ、点Ｂの間の位相シフトパラメータＮを計
算することができる。また、弐Ｇ９＋を使わなくても、
次式の関係からも計算できる。

γ　＠２　　　　　　　　　　γ　、１甲）、Ｌ＝ｔａ
ｎ−’　　　−ｊａｎ−’　　　　・・・・（２ＩＩｌ
γｃｌ　　　　　　　　　　　Ｔｅ１ 但し、Ｘ− １、−［、・　・　・　・　・　・　・　・　・αηと
なる。ここで、第１１図の幾何学的関係からΔ　Ｘ ”　　（（Ｔｃｚ　　　Ｔｃ＋）　　”　　＋　　（γ
ｓｚ　　ｒｓ＋）　　”　　）　　””＝（ｒｃ＋”　
　＋γ　、Ｚ　　）　　ｌ／２　　・　・　・　・　・
　・　・　・　・αのとなるから、非線形効果による位
相シフト量は８Ｌ （７ｃ＋２　＋７１１”　　）”” 〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば、例えばポンプ波
あり、なしの場合に受信した２種の測定波信号から被測
定媒体２１中の複数の任意部位に対応する部分を切り出
して直交検波し、位相差を求めて超音波非線形パラメー
タを算出する構成を採用しているため、測定波の位相急
峻などによる影響を回避すると共に、メディアンフィル
タ処理などを行ってバラツキのない精度良好な非線形パ
ラメータの推定値を測定することができる。

・　・　・　・　・（１９１

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例構成図、第２図は第１図構成
の動作説明図、第３図は直交検波後の信号例、第４図は
本発明の他の実施例構成図、第５図は第４図構成の動作
説明図、第６図は本発明に係わる差分増幅回路例、第７
図は第６図回路の動作説明図、第８図は本発明の他の実
施例構成図、第９回は第８図構成の動作説明図、第１０
図はメディアンフィルタ／移動平均説明図、第１１図は
位相シフト量の説明図、第１２図はポンプ波および測定
波用超音波パルス例、第１３は概念説明図を示す。 図中、■はタイミング発生器、４．５は超音波探触子、
８．８−１．９−１．９−２は時間ゲート、１０は参照
信号、１１は９０°位相シフク、１２．１５は乗算器、
１４．１７はＡＤＣ，１９は演算部、２１は被測定媒体
、２２．２２−１．２２−２は直交検波回路を表す。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）被測定媒体の超音波非線形パラメータを測定する
   測定装置において、 被測定媒体（２１）に対して高周波かつ低音圧の測定波
   用超音波パルスを送信すると共に反射した測定波を受信
   する超音波振動子（５）と、 被測定媒体（２１）に対して低周波かつ高音圧のポンプ
   波を送信する超音波振動子（４）と、 上記超音波振動子（５）によって受信した測定波信号か
   ら被測定媒体（２１）中の複数の任意部位に対応する部
   分を切り出した後に直交検波し、あるいは測定波信号に
   対して被測定媒体（２１）中の複数の任意部位に対応す
   る部分の時に直交検波するための参照信号および９０°
   位相が異なる信号を供給して直交検波し、この直交検波
   した後の実数成分および虚数成分について、上記測定波
   用超音波パルスを上記ポンプ波に重畳させて送信した時
   および測定波用超音波パルスのみを送信した時の両者を
   求め、あるいは上記測定波用超音波パルスを上記ポンプ
   波に重畳させるポンプ波上の位置を変えて送信した時の
   両者を求め、これらいずれかの両者に基づいて被測定媒
   体中の複数の任意部位の超音波非線形パラメータを測定
   するように構成したことを特徴とする超音波非線形パラ
   メータ測定装置。
2. （２）上記超音波振動子（４）、（５）を被測定媒体（
   ２１）に対して２次元的に走査し、空間的な非線形パラ
   メータの分布を測定するように構成したことを特徴とす
   る第（１）項記載の超音波非線形パラメータ測定装置。
3. （３）上記測定された位相シフト量について、メディア
   ンフィルタおよび／あるいは移動平均を行い、計算され
   た当該位相シフト量のバラツキを減少させるように構成
   したことを特徴とする第（１）項、第（２）項記載の超
   音波非線形パラメータ測定装置。