JPH0213980B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明はPM伝送系において、PM伝送路（無
線区間等）上の送信信号を系の入力信号のスペク
トラムに対して周波数上で反転することにより傍
受あるいは漏洩等に対して通信の秘話性を付与
し、かつPM伝送路系で生じるフエージング雑音
時による通話品質をスペクトラム反転を施さない
PM伝送系と同程度に保つことを可能とするスペ
クトラム反転通信方式に関するものである。 従来のこの種方式は第１図に示す機能群で構成
されており、各機能により第２図に示すようなス
ペクトラムを有する信号が生成され、PM伝送さ
れていたため、フエージング雑音の抑圧効果があ
まり期待できないという第１の欠点が、また送信
側と受信側とに互いに異なる処理が要求され装置
類の量産化効果が期待できないという第２の欠点
が存在していた。 以下図面について詳細に説明する。 第１図において、１はスペクトラム反転回路、
２はプリエンフアシス回路、３はPM送信回路、
４は送信アンテナ、４′は受信アンテナ、５は
PM受信回路、６はデユエンフアシス回路、７は
PM送受信回路とアンテナと伝搬空間とで形成さ
れるPM伝送路、点ａ〜ｆは観測点である。第２
図は第１図の各観測点における信号のスペクトラ
ムを横軸に周波数を、縦軸に振幅の絶対値を両者
ともに対数スケールで表示したものである。第２
図においてf₁は帯域の下限周波数、f₂は帯域の上
限周波数、横軸より上側は信号成分、下測の斜線
を施した部分はフエージング雑音を表わし、原信
号のf₁成分を２重線で表わす。 第３図は男性、第４図は女性の音声スペクトラ
ムの統計平均したパワースペクトラムである。両
図から知れるように帯域〔0.3、３〕（f₁＝0.3、f₂
＝3kHz）内ではスペクトラム包絡が点線で示し
たようにf^-〓（α１）と近似できる。 第５図は、PM伝送系における受信雑音のパワ
ースペクトラムの統計平均であり、受信レベルに
関係なく受信雑音が常に右下りの包絡を有するこ
とが観測できる。これは受信雑音の支配項である
フエージング雑音がインパルス性雑音であり白色
雑音とみなしうるが、PM復調時はFM復調を積
分する機能で構成されるため、白色雑音が積分さ
れ右下りとなることからも容易に説明できる。換
言すればFM伝送路における受信雑音のパワース
ペクトラムは平担特性を有することが第５図から
類推できる。 次に動作を順をおつて説明する。 入力端子８に第２図ａのスペクトラムを有する
f^-〓（α１）形の原信号Ｇ(f)を入力する。スペク
トラム反転回路１はスペクトラム反転をし、第２
図ｂに示す出力G_I(f)が求まる。 G_I(f)＝Ｓ〔Ｇ(f)〕 ＝Ｇ（f₀−ｆ）、ここにf₀＝f₁＋f₂ ……(1) （＝3.3kHz） Ｓ〔＊〕はスペクトラム反転機能を表わす。 次にプリエンフアシス回路２でプリエンフアシ
スしPM送信回路３への入力信号G_T(f)を求める。 G_T(f)＝H_p(f)・G_I(f) ……(2) ここにH_p(f)はプリエンフアシス特性であり、
従来方式では大多数のものが積分特性であつた
か、あるいは積分よりゆるい傾きをもつた特性を
有していた。例えばH_p(f)の一例として H_p(f)＝１＋（f₀−ｆ）²／f_C ²／１＋f²／f²／_C、f_C＝0.
8kHz……(3) が与えられている。その特性を第６図に示す。 プリエンフアシスフイルタの入力信号G_I(f)は、
プリエンフアシスにより第２図ｃに示すスペクト
ラムに変換される。 G_T(f)をPM伝送路で送信すると、観測点ｄでは
第２図ｄに示すように逆三角の受信雑音が混入す
る。観測点ｄにおける信号をG_R(f)とする。 G_R(f)は、デエンフアシス回路６でデエンフア
シスされる。デエンフアシス回路６の出力をG_D
(f)とすれば、G_D(f)は次のように与えられる。 G_D(f)＝H_d(f)G_R(f) ……(4) G_D(f)はつづいてスペクトラム反転され再生信
号G_O(f)が求まる。 G_O(f)＝Ｓ〔G_D(f)〕 ＝H_d（f₀−ｆ）G_R（f₀−ｆ） ……(5) ここににH_d(f)＝１＋f²／f_C ²／１＋（f₀−ｆ）²／f_C ² PM伝送路が無歪み、無雑音ならばG_R(f)≡G_T(f)
である。したがつて再生信号G_O(f)は G_O(f)＝H_d（f₀−ｆ）G_T（f₀−ｆ）＝H_d（f₀−ｆ）H_p（f
₀−ｆ）G_I（f₀−ｆ） ＝H_d（f₀−ｆ）H_p（f₀−ｆ）Ｇ(f) ……(6) となる。 H_p(f)・H_d(f)＝１なる条件が満たされていれば
G_O(f)＝Ｇ(f)となり、原信号がプリエンフアシス
とデエンフアシスで歪まないことが知れる。ただ
PM伝送路中で混入する受信雑音はデエンフアシ
スでほぼ平担に変換されるので、スペクトラム反
転後の雑音スペクトラムも平担となる。この関係
を第２図ｅ，ｆが表わす。 従来のこの種方式の第２の例として、第７図に
PM伝送路とスペクトラム反転機能とのみからな
る原理的反転方式を示す。 第７図において、１，３，４，４′，５は第１
図と同じスペクトラム反転回路、PM伝送路、送
信アンテナ、受信アンテナ、PM受信回路であ
り、ｇ，ｈ，ｉ，ｊは観測点、７はPM伝送路で
ある。 第７図の入力端子８に原信号Ｇ(f)を入力すれ
ば、観測点ｇ，ｈにおけるスペクトラムは第２図
と同じスペクトラム包絡が得られる。G_I(f)を直
接PM伝送すると第８図ｉに示すように逆三角形
状のスペクトラム包絡を有する雑音が混入する。
これを反転すると、第８図ｊに示す三角形状の包
絡を有する雑音が再生信号に混入することが知れ
る。 ここでPM受信時に混入する逆三角形状、FM
受信時に混入する平坦形状、原理的反転で混入す
る三角形状の雑音が信号に与える妨害度を定量的
に求める。FM受信時の平坦形状は従来のH_p(f)、
H_d(f)を用いるエンフアシス反転方式の雑音に極
めて近い形状である。これらの逆三角形状のもの
を、以後Ａ形、平坦形状のスペクトラムをＢ形、
さらに三角形状のものをＣ形という。 スペクトラムを成す雑音を定量的に評価する方
法は、多くの人によつて検討されている。ここで
は、第９図に示す知覚のモデルに忠実に基づき臨
界帯域幅に入力信号を周波数分割し、近隣の帯域
成分によるマスキング・オージオグラム量を考慮
してマスキングの影響を補正して各帯域成分の大
きさの総和を求め全体の大きさを決定するE.
Zwickerの方法を用いる。E.Zwickerの方法は日
本音響学会編コロナ社発行 音響工学講座６「聴
覚と音響心理」（境久雄、中山剛著）11章11、６、
１に詳しいが、ここでは上記文献と同様な手段を
用いて算出する過程を簡単に述べる。 第９図は聴覚器官のモデルであり、同図におい
て１０は人間の耳の外耳、中耳に相当する部分を
示し、１１は聴覚モデルにおける臨界帯域フイル
タ、１２は実効値検出器、１３は聴覚上の積分
器、１４はラウドネスレベル補正回路、１５はラ
ウドネス量をsone値に変換するdB−sone変換器、
１６はマスキング効果補正回路、１７は各臨界帯
域における補正したsone値のラウドネス加算器
である。 このE.Zwickerの方法を用いて等価音圧を算出
する。 第１表においては逆三角形状の積分特性を有す
る場合の聴覚音圧を求める。先ず帯域〔0.3、３〕
ｋHzを13の臨界帯域No.４〜No.16に分割する。次に
各帯域毎にバンドレベルL_Gを求める。

【表】 ２

【表】

【表】 ２

【表】 ２
Ａ形は積分特性であるので1kHzの１Hz当りの
音圧を40dBとすると、各臨界帯域におけるバン
ドレベルL_Gは、中心周波数f_Gにおける値で近似し
て求める。したがつてL_Gは40＋20log₁₀Δf_G−
20log₁₀f_Gとして与えられる。 音の大きさのレベルL_1kHzはL_Gにラウドネス補
正量を加えることで求まる。E.Zwickerの補正量
は表に示す通りである。 音の大きさのレベルL_1kHzを求めれば、これか
ら音の大きさN_G〔sone〕が、ステイーブンスのベ
き法則 log₁₀N_G＝0.03L_1kHz−1.2 ……(7) から求まる。臨界帯域幅当りの雑音によるマスキ
ング特性は第１０図に示すように与えられること
をE.Zwickerは示している。このマスキングをE.
Zwickerは第１１図に示すように感覚器の興奮パ
ターンモデルを用いて、興奮パターンの面積に知
覚量が比例するものとし、隣接する臨界帯域幅に
よる興奮パターンは重なり合うが、重複した部分
は知覚的関与せずパターンの包絡面積が関与する
とした。すなわち、重複面積がスペクトラムを成
す雑音のマスキング量を表わすものと説明してい
る。 第１１図ａのＡの面積S_Gを次のように定義す
る。 S_G＝2N_Glo² ……(8) ここにN_Gは臨界帯域幅の雑音レベル、lo²は興
奮パターンの単位面積である。 E.Zwickerの実験から、パターンの台形の上底
に対応する下底の広がりは、音の大きさのレベル
（L_1kHz）が高い程広がり、第１２図に示す特性が
求められている。第１２図の縦軸の単位ｎは下底
の広がりを表わし、L_1kHzが50〜75〔phon〕の範囲
では、ほぼｎ＝３となる。したがつて、興奮パタ
ーンの高さｈは、 S_G＝ｎ＋１／２hlo≡2N_Glo² ……(9) なる関係式から、 ｈ＝４／ｎ＋１N_Glo＝N_Glo｜_o=3 ……(10) とN_Gに比例することが知られる。したがつて各
臨界帯域の音の大きさN_Gの総和の1/2がほぼ知覚
上の音比レベル〔dB〕となる。このとき帯域端
のパターンのはみ出し分を補正すればS_Gは正しく
求められる。 すなわちスペクトラムを成す雑音の大きさN〓
は N〓＝１／２₁₆ 〓ⁱ⁼⁴ N_Gi＋１／４（N_G4＋N_G16）〔dB〕 ……(11) ただしαはスペクトラムパターン名Ａ、Ｂ、Ｃ
を表わし、N_Giは臨界帯域Noiの音の大きさ と求まる。Ａ形の雑音N_Aは第１表に示すように
30.1〔dB〕で求まる。 次にＢ形スペクトラムの雑音の聴覚上の大きさ
を求める。 Ａ形の場合、その正規化パワーは ∫^f2 _f1１／f²df＝１／f₁−１／f₂、f₁＝0.3、f₂＝3
.0kHz ……(12) と与えられる。一方Ｂ形の場合は、平坦特性であ
るので、パワーは ∫^f2 _f1kdf＝ｋ（f₂−f₁） ……（13） となる。雑音パワーが等しくなければ聴覚上の音
の大きさを正しく比較できない。そののため平坦
Ｂ形と積分Ａ形のパワーが一致する条件を式(12)と
式（13）が等しくなるｋの値から求める。すなわ
ち条件 ｋ（f₂−f₁）＝f₂−f₁／f₁f₂ から ｋ＝１／f₁f₂＝１／0.9（＝0.5dB）……（14） が求まる。これはＢ形の場合１Hz当りの音圧を
0.5dB高める必要がある。 したがつて第２表に示すように、 L_G＝40＋20log₁₀Δf_G＋0.5〔dB〕 ……（15） で与えられる。L_1kHz、N_Gの算出は第１表と同様
である。N_Gの総和の1/2に帯域端の補正量（１／４ N_G4＋１／４N_G16）を加えれば、ただちにN_B〔dB〕 が N_B＝33.9〔dB〕 ……（16） と求まる。 Ｃ形の微分特性の雑音の大きさN_Cを第３表の
ように求める。微分特性は積分の反転であり、変
数変換ｘ＝f₀−ｆを施すと、dx＝−dfであるの
で、式(12)は次のように変形できる。 ∫^f ₀ ^-f2 _f0-f1１／（f₀−ｘ）²（−dx）、但しf₀＝f₁＋f
₂ ＝∫^f1 _f2１／（f₀−ｘ）²（−dx）＝∫^f2 _f1１／（f₀
−ｘ）²dx ……（17） したがつてＡ形とＣ形スペクトラムのパワーは
等しいので、第３表におけるＡ形のL_Gは L_G＝40＋20log₁₀Δf_G−20log₁₀f Ｂ形のL_Gは L_G＝40＋20log₁₀Δf_G−20log₁₀（f₀−ｆ）
……（18） と与えられる。L_1kHz、N_G、N_Cは同様にして算出
でき、 N_C＝40.6〔dB〕 ……（19） が求まる。N_A、N_B、N_Cはスペクトラムを成す雑
音を、聴覚的に1kHzの純音の音圧〔dB〕で表現
した値であるので、妨害度はＡ、Ｂ、Ｃ形パター
ンを成す雑音に対して各々 Ａ形パターンに対する妨害度 I_A＝0dB Ｂ形パターン 〃 I_B＝3.8dB Ｃ形パターン 〃 I_C＝10.5dB
……（20） と求まる。 なお、既に述べたようにＡ、Ｂ、Ｃ形雑音とは
第１３図のａ，ｂ，ｃに示すような包絡パターン
が逆三角、平坦、三角形状を為すものをいう。 前に説明したように、第１図の従来方式である
エンフアシス反転方式の雑音はＢ形、第７図に示
した従来方式の原理的反転方式の雑音はＣ形であ
るため、Ａ形に比較して信号に対する雑音の妨害
度、換言すればSN値が劣化するという欠点を有
していた。 本発明は、これらの欠点を除去するため、再生
信号に含まれる雑音成分のスペクトラムが統計平
均の意味で、Ａ形分布を為すPM伝送系の雑音に
等しくなるような送受同形エンフアシス特性Ｈ(f)
を用いるようにしたものであり、送信側と受信側
のエンフアシスを等しくし、装置類の量産化効果
を向上し経済性を高めるようにしたものであり、
以下図面について詳細に説明する。 本発明による無線通信系の構成例を第１４図に
示す。 第１４図において、１８はエンフアシス特性Ｈ
(f)を有するフイルタ、１はスペクトラム反転回
路、３はPM送信回路、４は送信アンテナ、４′
は受信アンテナ、５はPM受信回路、ｋ，ｌ，
ｍ，ｎ，ｏ，ｐは観測点である。 第１５図は第１４図に示す観測点における信号
のスペクトラムを各観測点対応に示したものであ
る。 送信側と受信側との音声処理がフイルタ１８と
スペクトラム反転回路１の縦続接続した同形の機
能群で実現できることを示す。先ず送信側のエン
フアシスをH_T(f)、受信側のエンフアシスをH_T(f)
とおき、H_T(f)とH_R(f)との特性を比較する。 入力端子８に原信号Ｇ(f)を入力する。エンフア
シスH_R(f)を有するフイルタ１８の出力G_E(f)は、 G_E(f)＝H_T(f)Ｇ(f) ……（21） となる。ついでスペクトラム反転し、送信回路へ
の入力信号G_T(f)が求まる。 G_T(f)＝Ｓ〔G_E(f)〕＝H_T（f₀−ｆ）Ｇ（f₀−ｆ）
……（22） PM伝送路が無歪であると仮定すれば復調信号
G_R(f)はG_T(f)に一致する。受信側でエンフアシス
H_R(f)処理すれば、フイルタ出力G_D(f)は、 G_D(f)＝H_R(f)G_R(f) ＝H_R(f)H_T（f₀−ｆ）Ｇ（f₀−ｆ） ……（23） となる。受信側エンフアシスフイルタ１８の出力
をスペクトラム反転して再生信号G_O(f)が出来る。 G_O(f)＝Ｓ〔G_D(f)〕 ＝H_R（f₀−ｆ）H_T(f)Ｇ(f) ……（24） したがつて、H_R（f₀−ｆ）H_T(f)＝１が系が無歪
むであるための必要十分条件となることが知れ
る。 次にH_R(f)とH_T(f)を具体的に決める。 送信変調度が本発明を適用した場合と、PM伝
送系のそれとが等しいことは、無線区間に存在す
る基地局、中継局等音声を処理せず単に中継した
り、あるいは電話網へ接続したりするにあたり、
設備の変更が不要がであり経済的に導入できる特
徴が生じる。PM変調における変調度を等しく保
つ条件は次のように与えられる。 ∫^f2 _f1f²G²(f)df＝∫^f2 _f1f²｛Ｓ〔H_T(f)
Ｇ(f)〕｝²df……（25） 式（25）の左辺はPM伝送系の変調度、右辺は
本発明の方式における変調度を表わす。 右辺を展開した後変数変換ｘ＝f₀−ｆを施せば
dx＝−dfであるので 式（25）の右辺＝∫^f2 _f1f²H_T ²（f₀−ｆ）G²（f₀
−ｆ）df ＝∫^f ₀ ^-f2 _f0-f1（ｆ−ｘ）²H_T ²（ｘ）G²（ｘ）
（−dx）＝∫^f2 _f1（f₀−ｘ）²H_T ²（ｘ）G²（ｘ）dx……
（26） 式（26）と式（25）左辺が等しい条件は被積分
関数が等しい時満足される。 したがつて f²G²(f)＝（f₀−ｆ）²H_T ²(f)G²(f) ……（27） すなわち H_T(f)＝ｆ（f₀−ｆ）^-1 ……（28） とH_T(f)が決定される。式（28）を系の無歪み伝
送条件に代入すれば、H_R(f)が求まる。無歪み伝
送条件を再掲すれば H_R（f₀−ｆ）H_T(f)＝１ ……（29） である。式（29）の両辺に変数変換を施せば、
H_R、H_Tの線形性から条件は次のように変形でき
る。 H_R(f)H_T（f₀−ｆ）＝１ ……（29）′ 式（28）からH_T（f₀−ｆ）は次のように与えら
れる。 H_T（f₀−ｆ）＝（f₀−ｆ）f^-1 ……（30） したがつて H_R(f)＝１／H_T（f₀−ｆ）＝ｆ（f₀−ｆ）^-1 ……（31） と求まる。式（28）と式（31）を比較すればただ
ちに明らかになるようにH_T(f)≡H_R(f)であること
が知れる。したがつて、以後H_R(f)とH_T(f)を単に
Ｈ(f)と記述することにする。 次にエンフアシス関数Ｈ(f)を拡張しより一般化
した場合の系の特性を調べる。すなわち、一般化
エンフアシス関数を次のように定義する。 Ｈ(f)＝f〓（f₀−ｆ）^-〓、α１ ……（32） かかるエンフアシス関数を用いる場合の系の伝
送特性は、前述したと同様に求まり、送信エンフ
アシスH′(f)と受信エンフアシスH″(f)との間に H′（f₀−ｆ）H″(f)＝H′(f)H″（f₀−ｆ）＝１
……（33） が成立すれば無歪みである。 事実 H′（f₀−ｆ）＝Ｈ（f₀−ｆ）＝（f₀−ｆ）〓f^-〓 H″(f)＝Ｈ(f)＝f〓（f₀−ｆ）^-〓 と与えられるので、両辺の積H′（f₀−ｆ）・H″(f)
は恒等的に１になり、無歪み伝送特性が得られる
ことが知れる。 一方、第３図、第４図に示した音声スペクトラ
ム話の包絡から知れるように、Ｇ(f)の統計平均G^
(f)は、G^(f)＝f^-〓と近似できる。本発明による変調
度の統計平均量は次式で与えられる。 ∫^f2 _f1｛Ｓ〔Ｈ(f)G^(f)〕｝²df ……（34） 式（34）を展開する。 式（34）＝∫^f2 _f1f²H²（f₀−ｆ）G^²（f₀−ｆ）d
f＝∫^f2 _f1f²｛（f₀−ｆ）〓f^-〓｝²｛（f₀−ｆ）^-〓｝²
df ＝∫^f2 _f1f²f^-2〓df＝∫^f2 _f1f²G^²(f)df……（3
5） 式（35）の最終右辺は、PM伝送系の変調度の
統計平均値に他ならず、統計平均の意味で近似的
に変調度が保存されることも知れる。 以上、送受同形エンフアシス反転秘話伝送方式
が、送受同形処理になること、またその系が伝送
路的に秘話機能を付与しうること、さらに無歪み
であることを示した。送受同形エンフアシス関数
Ｈ(f)は、Ｈ(f)＝f〓（f₀−ｆ）^-〓、ただしf₀＝f₁＋f₂
、
α１、であり、実現可能なフイルタ特性であ
る。事実Ｈ(f)がほぼ２重微分特性に近いことか
ら、Ｈ(f)の回路化は容易に類推できる。一方、ス
ペクトラム反転機能は、例えば周波数f₀＝f₁＋f₂
の純音をローカル信号とし、ミキサ等の変調器を
用いて入力信号との変調信号を生成し、下部側帯
波のみを抽出することで実現できる。 次に本発明の方式による雑音特性を明らかにす
る。 第１７図に第１６図のエンフアシス反転の等価
回路表示を示す。第１６図は第１４図における音
声処理部を取り出したものであり、１９はエンフ
アシス回路、１はスペクトラム反転回路である。
第１７図の２０をH₁(f)特性なるフイルタ、２１
をH₂(f)特性なるフイルタ、１をスペクトラム反
転回路とする。第１６図と第１７図が等価である
条件は、同一入力信号G_R(f)に対して、同一出力
信号が得られることであり、G_O(f)≡Ｇ_O〜(f)が必要
十分条件である。 G_O(f)＝Ｓ〔Ｈ(f)G_R(f)〕 ＝Ｈ（f₀−ｆ）G_R（f₀−ｆ） ……（36） Ｇ_O〜(f)＝H₂(f)Ｓ〔H₁(f)G_R(f)〕 ＝H₁（f₀−ｆ）H₂(f)G_R（f₀−ｆ） ……（37） したがつてH₁（f₀−ｆ）H₂(f)≡Ｈ（f₀−ｆ）が
求まる。 あるいは両辺のスペクトラム反転形を求めるこ
とで、次式： H₁(f)H₂（f₀−ｆ）≡Ｈ(f)＝f〓（f₀−ｆ）^-〓
……（38） を得る。式（38）の両辺を比較すれば、ただちに H₁(f)＝f〓 H₂(f)＝f^-〓、α１ ……（39） と決定される。これで第１７図の機能が完全に決
定される。すなわち、α＝１ならばフイルタ２０
は微分、フイルタ２１は積分特性である。これか
ら、本発明の方式の雑音がPM伝送系の雑音にほ
ぼ完全に一致することが示される。PM伝送系の
雑音は第５図に示すようにほぼ積分特性を有す
る。これを先ず微分すると雑音は平坦な特性を有
する。つづいて反転すると雑音スペクトラムの包
絡は、入力に等しい平坦な形を有する。最後に平
坦なスペクトラムを積分すれば、雑音も積分特性
を有することは明らかである。 このように本発明のエンフアシスＨ(f)＝f〓（f₀−
ｆ）^-〓特性を用いることでPM伝送系に等しい雑音
が再生音に混入されることが知れる。 以上説明したように、等価的に送信側と受信側
において、音声を微分し反転し積分することによ
り、伝送路上の信号のスペクトラム包絡を原信号
の包絡に等しく保つたまま周波数成分を反転して
おり、スペクトラム包絡からスペクトラム反転秘
話を使用しているか否かが判定し離くなつてお
り、秘話性が従来方式より高くなる第１の利点
が、また再生音に混入する雑音がPM伝送系のそ
れに等しく保たれ、従来の原理的反転秘話に比べ
SN値で10.5dB、従来のプリエンフアシス・デエ
ンフアシス反転に比べSN値で3.8dBの聴覚上の
改善が得られる第２の利点が、さらに送信と受信
における音声処理が同形になり装置の量産化効果
の向上が期待できる第３の利点が、プレストーク
伝送系に本発明を適用すると音声処理が１回路で
済む第４の利点が、また送信変調度がPM伝送系
のそれとほぼ同じであるので、既存システムを変
更する必要がなく、送受対向無線局のみで秘話を
解読すればよく秘話の導入が経済的にできる第５
の利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式のエンフアシススペクトラム
反転の構成例、第２図ａ〜ｆは第１図の観測点に
おける信号のスペクトラム、第３図は男性の統計
平均した音声スペクトラム、第４図は女性の統計
平均した音声スペクトラム、第５図はPM伝送系
の雑音スペクトラムの統計平均、第６図は従来方
式のプリエンフアシスとデエンフアシス特性の一
例、第７図は従来方式の原理的反転秘話方式の構
成例、第８図ｇ〜ｊは第７図の観測点における各
信号のスペクトラム、第９図は、E.Zwickerの用
いた聴覚器管のモデル、第１０図は臨界帯域雑音
によるマスキングオーデイオグラフ、第１１図ａ
は興奮パターンのモデル(A)、第１１図ｂはマスキ
ングのE.Zwickerの定量比モデル(B)、第１２図は
臨界帯域の音圧と興奮パターンの底辺との関係を
示すグラフ、第１３図は、再生信号に混入する伝
送雑音の典型的パターン、第１４図は本発明の構
成例、第１５図ｋ〜ｐは第１４図の観測点におけ
る各信号スペクトラムの、第１６図は本発明の音
声処理部のブロツク図、第１７図は第１６図の等
価回路である。 １……スペクトラム反転回路、２……プリエン
フアシス回路、３……PM送信回路、４……送信
アンテナ、４′……受信アンテナ、５……PM受
信回路、６……デエンフアシス回路、７……PM
伝送路、８……入力端子、９……出力端子、１０
……外耳・中耳、１１……臨界帯域フイルタ、１
２……実効値検出器、１３……積分器、１４……
ラウドネスレベル補正回路、１５……dB−sone
変換器、１６……マスキング補正回路、１７……
ラウドネス加算器、１８……エンフアシス特性Ｈ
(f)を有するフイルタ、１９……エンフアシス回
路、２０……H₁(f)なる特性を有するフイルタ、
２１……H₂(f)なる特性を有するフイルタ。

【特許請求の範囲】

１ デイジタル信号によつて変調された搬送波を
受信する受信機と、該受信機で復調されたデイジ
タル信号によつて再び搬送波を変調して送信する
送信機とを有するデイジタル信号中継装置におい
て、前記受信機の中間周波のレベルを検波する事
により信号受信中か否かを判断する第１の判断手
段と、前記受信機復調出力より前記デイジタル信
号に同期して得られる再生クロツク周波数成分を
抽出してレベル検波する事により信号受信中か否
かを判断する第２の判断手段と、前記第１の判断
手段および前記第２の判断手段の両方が信号受信
中であると判断したときのみ定まつたレベルを出
力する論理手段と、該論理手段より出力される不
連続な応答を除く時定数回路と、該時定数回路出
力と基準値とを比較する比較器とを設け、該比較
結果により前記送信機の送信電波のオン／オフを
制御する事を特徴とする送信制御方式。 ２ 前記時定数回路が、信号受信開始に対しては
応答が速く、信号受信終了に対しては応答が遅い
事を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の送信
制御方式。 ３ さらに、前記第２の判断手段と比べて長時間
かけて前記再生クロツクが十分なレベルか否か判
断する第３の判断手段を設け、該第３の判断手段
の出力を用いて前記比較器の基準値のレベルを変
える事を特徴とする特許請求の範囲第１項又は第
２項記載の送信制御方式。