JPS6062756A - 送受同形エンフアシス反転秘話通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はＰＭ伝送系において、ＰＭ伝送路（無線区間等
）上の送信信号を系の入力信号のスペクトラムに対して
周波数上で反転することにより傍受あるいは漏洩等に対
して通信の秘話性を付与し、かつＰＭ伝送路系で生じる
フェージング雑音等による通話品質をスペクトラム反転
を施さないＰＭ伝送系と同程度に保つことを可能とする
スペクトラム反転通信方式に関するものである。

従来のこの種方式は第１図に示す機能群で構成されてお
り、各機能により第２図に示すようなスペクトラムを有
する信号が生成され、ＰＭ低伝送れていたため、７エー
ジング雑音の抑圧効果があまり期待できないという第１
の欠点が、また送信側と受信側とに互いに異なる処理が
要求され装置類の量産化効果が期待できないという第２
の欠点が存在していた。

以下図面について詳細に説明する。

第１図において、１はスペクトラム反転回路、２はプリ
エンファシス回路、３はＰＭ送信回路、４は送信アンテ
ナ　４／　は受信アンテナ、５はＰＭ受信回路、６はデ
エンファシス回路、７はＰＭ送受信回路とアンテナと伝
搬空間とで形成されるＰＭ伝送路、点ａ　／％／　ｆは
観測点である。

第２図は第１図の各観測点における信号のスペクトラム
を横軸に周波数を、縦軸に振幅の絶対値を両者ともに対
数スケールで表示したものである。第２図においてｆｌ
　は帯域の下限周波数、ｆ２　は帯域の上限周波数、横
軸より上側は信号成分、下側の斜線を施した部分はフェ
ージング雑音を表わし、原信号のｆ！成分を２重線で表
わす。

第３図は男性、第４図は女性の音声スペクトラムの統計
平均したパワースペクトラムでアル。

両図から知れるように帯域（０，３，３：］　（ｒ１＝
０．３、ｆ２　＝３　ｋＨｚ）内ではスペクトラム包絡
が点線で示したようにｆ−″（ααｌ）と近似できる。

第５図は、ＰＭ伝送系における受信雑音のパワースペク
トラムの統計平均であり、受信レベルに関係なく受信雑
音が常に右下りの包絡を有することが観測できる。これ
は受信雑音の支配項であるフェージング雑音がインパル
ス性雑音であり白色雑音とみなしつるが％ＰＭ復調時は
ＦＭ復調を積分する機能で構成されるため、白色雑音が
積分され右下りとなることからも容易に説明できる。挽
目すればＦＭ伝送路における受信雑音のパワースペクト
ラムは平担特性を有することが第５図から類推できる。

次に動作を順をおって説明する。

入力端子８に第２図（ａ）の芒Ｈデスペクトラムを有す
るｆ　（α−？１）形の原信号ａ　（ｔ）を入力する。

スペクトラム反転回路１はスペクトラム反転をし、第２
図（ｂ）に示す出力Ｇｌ（ｆ）がまる。

Ｇ工（ｆ）＝　Ｓ　（Ｇ　（ｆ）　） ””Ｇ（ｆｏ−ｆ）、ここにｆｏ＝　ｆｌ　＋ｆ２　°
°（１）（＝　３．３　ｋＨｚ） Ｓａｔ）はスペクトラム反転機能を表わす。

次にプリエンファシス回路２でブリエンファ、　３　。

シスしＰＭ送信回路３への入力信号ＧＴ（ｆ’）をめる
。

ＧＴ　（ｆ）　”’　Ｈｐ　（ｆ）・Ｇ□（ｆ）　叫・
・（２）ここにＨｐ（ｆＸｄプリエンファシス特性であ
り、従来方式では大多数のものが積分特性であったか、
あるいは積分よりゆるい傾きをもった特性が与えられて
いる。その特性を第６図に示す。

プリエン７アシスフイルタの入力信号ＧＴ（ｆ）は、プ
リエンファシスにより第２図（Ｑ）に示すスペクトラム
に変換される。

ＧＴ（ｆ）　をＰＭ伝送路で送信すると、観測点ｄでは
第２図（ｄ）に示すように逆三角の受信雑音が混入する
。観測点ｄにおける信号をＧＲ（ｆ）とする。

ＧＲ（ｆ）は、デエンファシス回路６でデエンファシス
される。デエンファシス回路６の出力をＧＤ（ｆ）とす
れば、ＧＤ（ｆ）は次のように与えられる。

、　４　。

ＧＤ（ｆ）　−Ｈ（１（ｆ）ＧＲ（ｆ）　・・・・・・
（４）ＧＤ（ｆ）はつづいてスペクトラム反転され再生
信号Ｇｏ（ｆ）がまる。

Ｇｏ（ｆ）　””　Ｓ　（ＧＤ（ｆ）　：１＝　Ｈ（１
（ｆｏ　ｒ　）ＧＲ（ｆＯ−ｆ　）　−（５）ＰＭ伝送
路が無歪み、無雑音ならばＧＲ（ｆ）＝　ＧＴ（ｆ）で
ある。したがって再生信号Ｇ　ｏ（ｆ）はＧｏ（ｆ）　
＝　Ｈ，（ｔｏ−ｆ）　ａＴ（ｆｏ’　−ｆ）＝　Ｈ，
（ｆｏ−ｒ）　Ｈｐ（ｆｏ−’ｆ）　ａ□（ｆｏ−ｒ）
＝　Ｈ，（ｒｏ−ｆ）　Ｈｐ（ｆｏ−ｒ）　Ｇ（ｆ）　
””（６）となる。

Ｈｐ（ｆ）・ａ、（ｒ）＝１なる条件が満たされていれ
ばＧｏ（ｆ）　＝　Ｇ（ｆ）となり、原信号がプリエン
ファシスとデエン７アシスで歪まないことが知れる。た
だＰＭ伝送路中で混入する受信雑音はデエンファシスで
ほぼ平担に変換されるので、スペクトラム反転後の雑音
スペクトラムも平担となる。

この関係を第２図（ｅ）、（ｆ）が表わす。

従来のこの種方式の第２の例として、第７図にＰＭ伝送
路とスペクトラム反転機能とのみからなる原理的反転方
式を示す。

第７図において、１翫３１４為４′１５は第１図と同じ
スペクトラム反転回路、ＰＭ送信回路、送信アンテナ、
受信アンテナ、ＰＭ受信回路であり、ｇＳｂｘ　１、ｊ
は観測点、７はＰＭ伝送路である。

第７図の入力端子８に原信号Ｇ（ｆ）を入力すれば、観
測点ｇ、ｈにおけるスペクトラムは第２図と同じスペク
トラム包絡が得られる。Ｇ工（ｆ）を直接ＰＭ伝送する
と第８図（１）に示すように逆三角形状のスペクトラム
包絡を有する雑音が混入する。これを反転すると、第８
図（ｊ）に示す三角形状の包絡を有する雑音が再生信号
に混入することが知れる。

ここでＰＭ受信時に混入する逆三角形状、ＦＭ受信時に
混入する平坦形状、原理的反転で混入する三角形状の雑
音が信号に与える妨害度を定量的にめる。ＦＭ受信時の
平坦形状は従来のＨｐ（ｆ）、Ｈ（ｌ（ｆ）を用いるエ
ン７アシス反転方式の雑音に極めて近い形状である。こ
れらの逆三角形状のものを、以後Ａ形１平炬形状のスペ
クトラムをＢ形、さらに三角形状のものをＯ形という。

スペクトラムを成す雑音を定量的に評価する方法は、多
くの人によって検討されている。ここでは、第９図に示
す知覚のモデルに忠実に基づき臨界帯域幅に入力信号を
周波数分割し、近隣の帯域成分によるマスキング・オー
ジオグラム量を考慮してマスキングの影響を補正して各
帯域成分の大きさの総和をめ全体の大きさを決定するＥ
　、　Ｚｙｉａｋｅｒの方法を用いる。Ｅ。

Ｚｙｉａｋｅｒ　の方法は日本音響学会網コロナ社発行
　音響工学講座６「聴覚と青春心理」　（境久雄、中山
剛著）１１章１１．６．ｌに詳しいが−ここでは上記文
献と同様な手段を用いて算出する過程を簡単に述べる。

第９図は聴覚器官のモデルであり、同図においてｌＯは
人間の耳の外耳、中耳に相当する部分を示し、１１は聴
覚モデルにおける臨界帯域フィルタＸ１２は実効値検出
器、１３は聴覚上の積分器、１４はラウドネスレベル補
正回路、１５はラウドネス量を５ｏｎｓ値に変換するｄ
Ｂ−ｓｏｎａ換器、１６はマスキング効果補正回路）１
７は各臨界帯域における補正した５ｏｎｅ値のラウドネ
ス加算器である。

この”　−ＺＷｉｃｋｅｒの方法を用いて等価音圧を算
出する。

第１表においては逆三角形状の積分特性を有する場合の
聴覚音圧をめる。先ず帯域〔０，３，３３ｋＨｚ　を１
３の臨界帯域Ａ　４〜ｊ／Ｆｌ　ｌ　６に分割する。次
に各帯域毎にバンドレベルＩＩＧをＡ形は積分特性であ
るのでｌ　ｋＨｚのＬ　Ｈ２当りの音圧を４０　ｄＢ　
とすると、各臨界帯−止おけるバンドレベルＬ。は、中
心周波数ｆ。における値で近似してめる。したがってり
。は切＋２０　ｌｏｇ　１　ｇΔｆ　ａ−２０１Ｃｇ　
１６　ｆ　Ｇとして与えられる。

音の大きさのレベルＬｌよ、はり。にラウドネス捕正量
を加えることでまる。Ｅ　、　ＺＷｉＱｋ６ｒの補正量
は表に示す通りである。

音の大きさのレベルＬ１　ｋＨ，をめれば、これらから
音の大きさＮ。（ｓｏｎｅ　）　が、スティーブンズの
べき法則 １０　ｇ　〜６　Ｎ３〜０．０３　Ｌｌ　ｋＨｚ−１，
２・・・・・・（７）からまる。臨界帯域幅当りの雑音
によるマスキング特性は第１０図に示すように与えられ
ることヲＷ　、　Ｚｗｉｃｋｅｒは示している。このマ
スキングをＥ　、　Ｚｗｉｏｋｅｒは第１１図に示すよ
うに感覚器の興奮パターンモデルを用いて、興奮パター
ンの面積に知覚量が比例するものとし、隅接する臨界帯
域幅による興奮パターンは重なり合うが、重複した部分
は知覚的に関与せずパターンの包絡面積が関与するとし
た。すなわち、重複面積がスペクトラムを成す雑音のマ
スキング量を表わすものき説明している。

第１１図（＆）のＡの面積ＳＧ　を次のように定輯する
。

ＳＧ＝　２　ｙＧｔｏ”　−・・ＣＢ）ここにＮＧは臨
界帯域幅の雑音レベル、！Ａ２は興奮パターンの単位面
積である。

Ｅ　、　ｚＷｉｏｋθｒの実験から、パターンのｌの上
底に対応する下底の広がりは、音の大きさのレベル（Ｉ
１１ｋＨ２）が高い程広がり、第１２図に示す特性がめ
られている。第１２図の縦軸の、単位ｎは下底の広がり
を表ゎ”　”１ｋＨｚが５０〜７５　（ｐｈｏｎ　）の
範囲では＼はぼｎ　＝　３となるｏしたがって１興奮パ
ターンの高さｈは、Ｂ　、−Ｌキｌｈ　ｔｏミ２　ＮＧ
１０”　、、、　、、、（９）なる関係式から− ｈ　＝　壺Ｈ６ｔＯ＝Ｎ（４ｔｏｌｎｅ３　・・・・嘲
とＮＧに比例することが知れる。したがって各臨界帯域
の音の大きさＭＧの総和の＋がほぼ知覚上＋７）音圧レ
ベル［ａｎ　）となる。このとき帯域端のパターンのは
み出し分を補正すればＳ。

は正しくめられる。

すなわちスペクトラムを成す雑音の大きさＮａけ １６ Ｎ、＝ｉ土”　ＧＬ＋、　（ＮＧ、　十Ｎ３．　、　）
　（（ｌ　Ｂ　）・・嘲ただしαはスペクトラムパター
ン名人。

Ｂ、Ｏを表わし、ＮｏＬは臨界帯域ＮＯＬ　の音の大き
さ とまる。Ａ形の雑音ＮＡ　は第１表に示すように３０，
１　（ｄＢ　〕でまる。

次にＢ形スペクトラムの雑音の聴覚上の大きさをめる。

Ａ形の場合、その正規化パワーは と与えられる。一方１形の場合は、平坦特性であるので
、パワーは となる。雑音パワーが等しくなけれは聰波音の大きさを
正しく比較できない。そのため平坦Ｂ形と積分Ａ形のパ
ワーが一致する条件を式（ロ）と式υが等しくなるｋの
値からめる。すなわち条件 がまる。これはＢ形の場合ＩＨ，当りの音圧をＱ、５　
ｄＢ高める必要がある。

したがって第２表に示すように、 ＬＧ＝４０＋２０１０ｇ１ｏΔｆ、＋ｏ−５（ｄＢ］　
””６Ａテ与ｔうｔＬルｏ　ＬｌｋＨｓ　ＳＮｏの算出
は第１表と［ａｎ　］が ＮＢ＝　３３．９　（ｄＢ　：）　’−・・・Ｑ４とま
る。

０形の微分特性の雑音の大きさＮｏを第３表のようにめ
る。微分特性は積分の反転であり、変数変換χ＝ｆｏ−
ｔｔｔ施すと、ｄＺ＝−ｃｌｆであるので、式（ロ）は
次のように変形できる。

・・・・・・αり したがってＡ形とＣ形スペクトラムのパワーは等しいの
で、第３表におけるＡ形のり。はＬＧ＝４０　＋２０１
０ｇ１ｏΔｆＧ−２０１０ｇＫ（１ｆＢ形のＬＧは Ｌ　ｏ＝４０　＋２０１０　ｇ　１６Δｆ、−２）ｌｏ
ｇｌｏ（ｆｏ　−ｆ）−（１４と与えられる。ＬｌｋＨ
ｇ　、ＮＧ　％　ＮＯは同様にして算出でき、 Ｎ、＝　４０．６　［（ＩＢ　］　・・・・・嘲がまる
。ＮＡＸＮＢ　、ＮＯはスペクトラムを成す雑音を１聴
覚的に１ｋＨｚの純音の音圧（ａＢ）で表現した値であ
るので、妨害度はＡ％Ｂ１０形パターンを成す雑音に対
して各々 人形パターンに対する妨害度　工。＝ＯｄＢＢ形パター
ン　〃　工、　＝＝３．８（ＬＢＯ形パターン　〃　工
Ｃ−加、５ｄＢ ・・・・・・■ とまる。

なお、既に述べたようにＡＳＢ、Ｏ形雑音とは第１３図
の（姉、（ｂ）、（Ｑ）に示すような包絡パターンが逆
三角、平坦、三角形状を為すものをいう。

前に説明したように、第１図の従来方式であるエンファ
シス反転方式の雑音はＢ形、第７図に示した従来方式の
原理的反転方式の雑音は０形であるため、Ａ形に比較し
て信号に対する雑音の妨害度、換言すればＳＮ値が劣化
するという欠点を有していた。

本発明は、これらの欠点を除去するため、再生信号に含
まれる雑音成分のスペクトラムが統計平均の意味で、Ａ
形分布を為すＰＭ伝送系の雑音に等しくなるような送受
同形エンファシス特性Ｈ（ｆ）を用いるようにしたもの
であり、送信側と受信側のエンファシスを等しくり、装
置類の量産化効果を向上し経済性を高めるようにしたも
のであり、以下図面について詳細に説明する。

本発明による無線通信系の構成例を第１４図に示す。

第１４図において、１８はエン７アシス特性Ｈ（ｆ）を
有するフィルタ、１はスペクトラム反転回路、３はＰＭ
送信回路、４は送信アンテナ１４／は受信アンテナ、５
はＰＭ受信回路、ｋｌｌ、ｍ５ｎｓ　０％　ｐは観測点
である。

第１５図は第１４図に示す観測点における信号のスペク
トラムを各観測点対応に示したものである。

送信側と受信側との音声処理がフィルタ１８とスペクト
ラム反転回路１の縦続接続した同形の機能群で実現でき
ることを示す。先ず送信側のエンファシスをＨＴ（ｆ）
　Ｎ　受信側のエンファシスをＨＲ（ｆ）とおき、ＨＴ
（ｆ）とＨＲ（ｆ）との特性を比較する。

入力端子８に原信号ａ　（ｔ）を入力する。エン７アシ
スＨＲ（ｆ）　を有するフィルタ１８の出力Ｇ。（ｆ）
は１ ＧＢ（ｆ）＝　ＨＴ（ｆ）　Ｇ（ｆ）　・・・・・・←
復となる０ついでスペクトラム反転し１送信回路への入
力信号Ｇ、（ｆ）がまる。

ＧＴ（ｆ）＝Ｓ　（ＧＢ（ｆ）：）＝Ｈ７（ｆｏ　ｒ　
）　Ｇ　（ｆｏ　ｆ　）・・・・・・に） ＰＭ伝送路が無歪であると仮定すれば復調信号ＧＲ（ｆ
）はＧＴ（ｆ）に一致する。受信側でエンファシスＨＲ
（ｆ）処理すれば、フィルタ出力ＧＤ（ｆ）は１ ＧＤ（ｆ）−ＨＲ（ｆ）ＧＲ（ｆ）＝　ＨＲ（ｆ）ＨＴ
（ｆｏ　−ｆ）　Ｇ　（ｆｏ−ｔ）・・・・・・（ハ） となる。受信側エンファシスフィルタ１８の出、１９　
、 力をスペクトラム反転して再生信号ＧＯ（ｆ）が出来る
。

Ｇｏ（ｆ）””　”　（ＧＤ（ｆ）　）＝ＨＲ（ｆｏ−
ｆ）　Ｈ，（ｆ）Ｇ（ｆ）　・・・・・・（ハ）したが
って、　ＨＲ（ｆＯ−ｒ）　ＨＴ（ｆ）−１が系が無歪
みであるための必要十分条件となることが知れる。

次にａＲ（ｒ）とＨＴ（ｆ）　を具体的に決める。

送信変調度が本発明を適用した場合と、ＰＭ伝送系のそ
れとが等しいことは、無線区間に存在する基地局、中継
局等音声を処理せず単に中継したり、あるいは電話網へ
接続したりするにあたり、設備の変更が不要であり経済
的に導入できる特徴が生じる。ＰＭ変調における変調度
を等しく保つ条件は次のように与えられる。

・・・・・・に） 式に）の左辺はＰＭ伝送系の変調度、右辺は本発明の方
式における変調度を表わす。

右辺を展開した後変数変換χ＝ｔｏ−ｆを施せばｄ２＝
、−ｄｆ　であるので ・・・・・・■ 弐■と式■左辺が等しい条件は被積分関数が等しい時満
足される。

したがって ｔ２Ｇｑｒ）＝（ｔｏ−ｆ）”ＨＴ２（ｆ）Ｇｆｆｆ）
　＝ｅＡすなわち ｎＴ（ｒ）＝　ｔ　（ｆｏ−ｔ）・−・−＠とＨＴ（ｆ
）が決定される。式翰を系の無歪み伝送条件に代入すれ
ば、ＨＲ（ｆ）がまる。無歪み伝送条件を再掲すれば ＨＲ（ｆｃｒｆ）ＨＴ（ｆ）＝　ｌ　°用°′に）であ
る。式＠０の両辺に変数変換を施せば、ＨＲ％ＨＴ　の
線形性から条件は次のように変形できる。

ＨＲ（ｆ）ＨＴ（ｆｏ−ｆ）　＝１　・旧・・９９／）
式■からＨＴ（ｆＯ−ｆ）　は次のように与えられる。

ＨＴ（ｒ（、−ｒ）　＝　（ｆ（、−ｆ）　ｔ　’　・
・−・・・＜５Ｃ）したがって ＨＲ（ｆ）＝　ｌ　／　ＨＴ（ｆｏ−ｆ）＝ｒ（ｆ６−
ｒ）１　・・・・・七 とまる。式■と式ものを比較すればただちに明らかにな
るようにＨＴ　（ｆ）！ＨＲ（ｆ）であることが知れる
。したがって、以後ＨＲ（ｆ）とＨＴ（ｆ）　を単にＨ
（ｆ）と記述することにする。

次にエン７アシス関数Ｈ（ｆ）を拡張しより一般化した
場合の系の特性を調べる。すなわち、−膜化エン７アシ
ス関数を次のように定義する。

Ｈ（ｒ）＝　ｆ’　（ｔｏ−ｔ　）へ αα１　・・・・・・（至） かかるエンファシス関数を用いる場合の系の伝送特性は
、前述したと同様にまり、送信エンファシスＨ／（ｆ）
と受信エン７アシスＨ’（ｔ）との間にＨ’（ｆｏ−ｒ
）Ｈ′（ｆ）＝Ｈ’（ｆ）Ｈ’　（ｆｏ−ｆ）　＝１・
・・（１が成立すれば無歪みである。

事実 Ｈ’　（ｆｏ−ｆ）　＝Ｈ（ｆｏ−ｆ）＝　（ｆｏ−ｒ
）ｆ−′ Ｈ’（ｆ）　＝　Ｈ（ｆ） ＝ｆｃＬ（ｆｏ−ｆ）′ と与えられるので、両式の積Ｈ’（ｆｏ−ｆ）・ｆ（ｆ
）は恒等的に１になり、無歪み伝送特性が得られること
が知れる。

一方、第３図、第４図に示した音声スペクトラムの包絡
から知れるように、Ｇ（ｆ）の統計平均量（ｆ）は、合
（ｒ）　−ｔ−＆と近似できる。本発明による変動度の
統計平均量は次式で与えられる。

式（ロ）を展開する。

式に）の最終右辺は、ＰＭ伝送系の変調度の統計平均値
に他ならず、統計平均の意味で近似的に変調度が保存さ
れることも知れる。

以上、送受同形エン７アシス反転秘話伝送方式が、送受
同形処理になること、またその系が伝送路的に秘話機能
を付与しうること穐さらに無歪みであることを示した。

送受同形エン７アシス関数Ｈ（ｆ）は、Ｈ（ｒ）＝　１
”　（ｔｏ−ｆ）−、ただしｆｏ＝　ｆｌ−１−ｆ、、
α；ｉｓ”Ｃ’あり、実現可能なフィルタ特性である。

事実Ｈ（ｆ）がほぼ２重機分特性に近いことから５Ｈ（
ｆ）の回路化は容易に類推できる。一方、スペクトラム
反転機能は１例えば周波数ち＝ｆ□十ｆ２の純音をロー
カル信号とし、ミキサ等の変調器を用いて入力信号との
変調信号を生成し、下部側帯波のみを抽出することで実
現できる。

次に本発明の方式による雑音特性を明らかにする。

第１７図に第１６図のエンファシス反転の等価回路表示
を示す。第１６図は第１４図における音声処理部を取り
出したものであり、１９はエンファシス回路、１はスペ
クトラム反転回路である。第１７図の２０をＨｔ（ｆ）
特性なるフィルタ、２１をＨ２（ｆ）特性なるフィルタ
、１をスペクトラム反転回路とする。第１６図と第１７
図が等価である条件は、同一人力信号ＧＲ（ｆ）に対し
て、同一出力信号が得られることであり、Ｇ。

（ｆ）三〇。（ｆ）が必要十分条件である。

Ｇｏ（ｆ）＝　Ｓ　（Ｈ（ｆ）　ＧＲ（ｆ）　：１＝Ｈ
（ｆｏ　ｒ）　”Ｒ（’ｏ−ｆ）　・・・・・・翰Ｇｏ
（ｆ）＝Ｈｉｆ）　Ｓ　［Ｈｌ（ｆ）　ＧＲ（ｆ）　）
＝Ｈｔ（’ｏ−ｆ）　Ｈ２（ｆ）　”Ｈ（ｆｏ−ｆ）　
”・□したがって　Ｈｌ（ｆｏ−ｆ）Ｈｉｆ）Ｅ：Ｈ（
ｆｏ　−ｆ　）がまる。

あるいは両辺のスペクトラム反転形をめることで、次式
： ％式％ を得る。式■の両辺を比較すれば、ただちにと決定され
る。これで第１７図の機能が完全に決定される。すなわ
ち、α＝１ならばフィルタ２０は微分、フィルタ２１は
積分特性である。

これから、本発明の方式の雑音がＰＭ伝送系の雑音にほ
ぼ完全に一致することが示される。ＰＵ伝送系の雑音は
第５図に示すようにほぼ積分特性を有する。これを先ず
微分すると雑音は平坦な特性を有する。つづいて反転す
ると雑音スペクトラムの包絡は、入力に等しい平坦な形
を有する。最後に平坦なスペクトラムを積分すれば、雑
音も積分特性を有することは明らかである０ このように本発明のエンファシスＨ（ｆ）：ｆ’（ｆｏ
ｒ）　特性を用いることでＰＭ伝送系に等しい雑音が再
生音に混入されることが知れる。

以上説明したように、等制約に送信側と受信側において
、音声を微分し反転し積分することにより、伝送路上の
信号のスペクトラム包絡を原信号の包絡に等しく保った
まま周波数成分を反転しており、スペクトラム包絡から
スペクトラム反転秘話を使用しているか否かが判定し難
くなっており、秘話性が従来方式より高くなる第１の利
点が、また再生音に混入する雑音がＰＭ伝送系のそれに
等しく保たれ１従来の原理的反転秘話に比べＳＮ値でＩ
Ｑ、５（１３３，従来のプリエンファシス・デエンファ
シス反転に比へＳＮ値で３．８ｄＢの聴覚上の改善が得
られる第２．２７　、 の利点が、さらに送信と受信における音声処理が同形に
なり装置の量産化効果の向上が期待できる第３の利点が
、ブレストーク伝送系に本発明を適用すると音声処理が
１回路で済む第４の利点が、また送信変調度がＰＭ伝送
系のそれとほぼ同じであるので、既存システムを変更す
る必要がなく、送受対向無線局のみで秘話を解読すれば
よく秘話の導入が経済的にできる第５の利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式のエンファシススペクトラム反転の構
成例、第２図（＝）〜（ｆ）は第１図の観測点における
信号のスペクトラム、第３図は男性の統計平均した音声
スペクトラム、第４図は女性の統計平均した音声スペク
トラム、第５図はＰＭ伝送系の雑音スペクトラムの統計
平均、第６図は従来方式のプリエンファシスとデエンフ
ァシス特性の一例、第７図は従来方式の原理的反転秘話
方式の構成例、第８図（ｇ）〜（ｊ）は第７図の観測点
における各信号のスペクトラム、第９・昂　・ 図は、ｌ　、　Ｚｗｉｃｋｅｒの用いた聴覚器管のモデ
ル、第１Ｏ図は臨界帯域雑音によるマスキングオーディ
オグラフ１第１１図（−）は興奮パターンのモデル（４
）、第１１図（ｂ）はマスキングのＴｆ４　、　ＺＷｉ
Ｏｋ６ｒの定量化モデル（Ｂ）、第１２図は臨界帯域の
音圧と興奮パターンの底辺との関係を示すグラフ１第１
３図は、再生信号に混入する伝送雑音の典型的パターン
、第１４図は本発明の構成例、第１５：＠＝）〜（ｐ）
は第１４図の観測点における各信号スペクトラム、第１
６図は本発明の音声処理部のブロック図、第１７図は第
１６図の等価回路である。 １・・・・・・スペクトラム反転回路、２・・・・・・
７’　ＩＪエン７アシス回路、３・・・・・・ＰＭ送信
回路、４・・・・・・　−送信アンテナ、４′　・・・
受信アンテナ、５・・・・・・ＰＭ受信回路、６・・・
・・・デエンファシス回路、７・・・・・・ＰＭ伝送路
、８・・・・・・入力端子、９・・・・・・出力端子、
１０・・・・・・外耳・中耳、１１・川・・臨界帯域フ
ィルタ、１２・・・・・・実効値検出器、１３・・・・
・・積分器、１４・・・・・・ラウドネ・スレベル補正
回路、１５・・・・・・ｄＢ−ｓｏｎθ変換器、１６・
・・・・・マスキング補正回路、１７・・・・・・ラウ
ドネス加算器、１８・・・・・・エン７アシス特性Ｈ（
ｆ）を有するフィルタ、１９・・・・・・エンファシス
回路、２０・・・・・・Ｈｌ（ｆ）　なる特性を有する
フィルタ、２１・・・・・・Ｈｚ（ｆ）　ｆｘ　ル特性
を有するフィルタ 代理人　弁理士　本　間　崇 第３　画 ０．Ｉ　Ｏ，３７３１０ 阿波数八Ｈｚ 略４　固 肩波歓ｋＨｚ 第　５　図 ０、／　θ、３　／　３６１０ 廟う文数ｋＨｚ 第６図 ０．３　とλ５　メ　２　３ 第　７１図 （ａ）　（ｂ） 第１４図 第１２図 第１３図 （ａ）　（ｂ）　（Ｃ） 第７５回

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 送信側にエンファシス特性Ｈ（ｒ）を有するフィルタ回
   路とスペクトラム反転回路と溝位相変調（Ｐ　Ｍ）送信
   回路を備え、受信側にＰＭ受信回路と、送信側と全く等
   しいエン７アシス特性Ｈ（ｆ）を有するフィルタ回路と
   スペクトラム反転回路とを備え、送信側では送信すべき
   原信号をエンファシスし、スペクトラム反転した信号を
   ＰＭ送信し、受信側ではＰＭ受信して得られる復調信号
   を送信側におけると同形のエン７アシス処理を行い、か
   つスベク）ラム反転して得られる信号を再生信号とする
   ことを特徴とする送受