JPH02140005A - モノリシック集積広帯域電力増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分計〕 この発明はバイポーラＮＰＮ　）ランノスタから成るプ
ッシュプル出力段と、その入力に出力電圧が与えられる
入力端部における差ステージと、プッシュプル出力段と
から成り、このプッシュプル出力段は、コレクタ・エミ
ッタノ４スが同じ方向に直列に接続され、その接合点が
出力電圧の出力ノードである第１のトランジスタ及び第
２のトランジスタを備え、第１のトランジスタのコレク
タが供給電圧源の一方の端子に接続され、第２のトラン
ジスタのエミッタが供給電圧源の他方の端子に接続され
ている出力段と、エミッタが供給電圧源の他方の端子と
結合され、ベースが差ステーゾの出力から与えられる共
通のベースリードによって第２のトランジスタのベース
に接続され、コレクタが第１のトランジスタのベースに
直接に接続されると共に第１の抵抗を通して供給電圧源
の一方の端子に接続されている第３のトランジスタを備
えた駆動段と、出力段のための抵抗を備え念動作点設定
部とを備えているモノリシック集積広帯域電力増幅器に
関する。この増幅器にはブツシュツル出力段が備えられ
、この段はバイポーラＮＰＮ　）ランゾスタと、入力に
差信号として入力電圧が与えられる入力端部における差
ステージから構成される。

〔従来技術〕

プッシュプル出力段には、出力段と、出力段を駆動する
ための駆動段と、及び出力段の直列接続の２個のトラン
ジスタの動作点設定部とが備えられて（八る。これらの
トランジスタは第１及び第２のトランジスタであり、そ
のコレクタ・エミッタパスは同じ方向に直列に接続され
、その接合点からは出力電圧が得られる。第１のトラン
ジスタのコレクタは供給電圧源の一方の端子に接続され
、関連スる第２のトランジスタのエミッタは供給電圧源
の他方の端子に結合されている。

駆動段には第３のトランジスタが備えられ、このトラン
ジスタのエミッタは供給電圧源の他方の端子に結合され
、ベースは共通のベースリードによって第２のトランジ
スタのベースに導電的に接続されている。第３のトラン
ジスタのコレクタは第１の抵抗を通して供給電圧源の前
記一方の端子に接続され、またプッシュプル出力段の第
１のトランジスタのベースに直接接続されている。

駆動段は差ステージからの出力信号によって制御され、
この信号は第２及び第３の共通のベースリーＰに伝送さ
れる。第１のトランジスタのベースを駆動するには、コ
レクタ信号である差ステージからの出力信号の位相が駆
動トランジスタによって反転される。

動作点設定部には抵抗があシ、この抵抗によって２つの
出力段トランジスタを通る静止状態入力電流及び静止状
態入力電圧がセットされる。

前記冒頭に記載したようなモノリシック集積広帯域電力
増＠器は“ＲＣＡ線形集積回路”（テクニカルシリーズ
・ＩＣ−４１，１９６７年、第２６３頁ないし第２６６
頁）という題目のＲＣＡマニュアルに記載されている。

特に第２６４頁の第２３６図にはこのようなモノリシッ
ク集積広帯域電力増幅器、すなわちプッシュプル電力出
力段を備えた演算増幅器が示されている。

〔発明の解決すべき課題〕

このよう表構成の演算増幅回路は開ループ利得が高いと
いう欠点がある。望ましいループ利得は演算増幅器の出
力から入力への外部のネガティブフィードバックを設け
ることによって達成される。

さらに駆動トランジスタにおける負荷抵抗は、２つの出
力段トランジスタを通る分路電流を変化させるだけでな
く、出力段の利得をも変化させる。

本発明の目的は、全体の利得と出力段の動作点が相互に
独立してま九内部の回路手段によるネガティブフィード
バックがなくとも設定可能であるような回路構成を提供
することである。さらに高い周波数及び容量性負荷にお
いても信号の歪みが最小に押さえられるような増幅器を
提供することも本発明の付随的な目的である。

〔課題解決のための手段〕

この発明の広帯域電力増幅器は動作点設定部は供給電圧
源の一方の端子と第４のトランジスタのコレクタが接続
する中間ノードの間に挿入された設定抵抗を備え、第４
のトランジスタのベースは共通のベースリードに接続さ
れ、負荷減少トランジスタはエミッタが共通のベースリ
ードに接続され、そのコレクタは供給電圧源の前記一方
の端子にカップリングされており、差ステージは値が入
力電圧と比例し、中間ノーＰに供給される差電流を出力
し、 第２．第３．第４のトランジスタのエミッタはそれぞれ
のエミッタの面積に逆比例する値の第２の抵抗、第３の
抵抗及び第４の抵抗を通してそれぞれ供給電圧源の他方
の端子に接続され、負荷電流が共通のベースリードから
引き出されることを特徴とする。

本発明に従りた広帯域電力増幅器は、容量性の負荷ライ
ンで送信されるクロック信号あるいはデータ信号のデジ
タルシステムにおけるライン駆動装置として用いること
が望ましい。これらのラインはモノリシック集積回路の
範囲内かあるいはそれらの間のクロックラインあるいは
データラインとなることができる。

デジタルテレビジ３ンシステムー不では現在４０Ｉｆｆ
ｉｚ　ｉでのクロック周波数が用いられており、この上
限は継続的に上昇している。クロック信号あるいはデー
タ信号がこのようなりロック周波数において歪められて
データ伝送中にエラーが生じないようにするために、広
帯域増幅器のカットオフ周波数は非常に高くなければな
らない。ループ利得は０．５乃至２０の範囲にあり、こ
れは出力信号の０．　Ｉ　Ｖないし３Ｖ（ピークからピ
ーク）に等しい。

本発明による広帯域電力増幅器の利点の１つは、設定動
作点及び利得がそれぞれの半導体結晶の温度とほぼ無関
係であることである。

〔実施例〕

以下添付図面を参照にして詳利に説明する。

＠１図には本発明に従っ九広帯域電力増幅器の回路構成
が示されている。第１の電源ラインｆＺは供給電圧源の
１つの端子＋Ｕに接続し、第２の電源ラインｆ２（接地
されていても良い）は別の端子−Ｕに接続されている。

出力端子はノードｋｎによりて形成され、ここから出力
電圧Ｖ−が得られる。静止状態の電圧は、例えば２つの
端子＋ｕ、−ｕの間の電圧の平均である。

広帯域電力増幅器の入力部は第１及び第２の入力端子ｋ
Ｊ、に２によって形成され、これら端子の間には動作時
に入力電圧υ１が与えられる。入力電圧ν１は差電圧で
あり、これは例えばエミッタ結合論理（ＥＣＬ）段から
きており、例えば±０．４Ｖでスイングし、２つの入力
端子ｋ１．に２のいずれかの極性は供給電圧源の端子＋
Ｕの極性に等しい。第１及び第２の入力端子ｋ１．に２
はま之差ステージｄの入力であり、この差ステー・ゾｄ
は極性及び大きさが入力電圧υｌに直接依存して−る差
電流ｉｄを出力する。

差電流ｉｄは中間ノードｚｋに与えられ、これはプッシ
ュプル出力段ｇｔの入力として動作する。

出力段ｇｔは静止状態の出力電圧ｔｏｏを設定するため
の抵抗？’？−を備えた動作点設定部ｍ、駆動段Ｌｒ、
及びコレクタ／エミッタノ９スが同じ方向に直列接続さ
れている第１及び第２のトランジスタｔ７．ｔ、？を備
えた出力段ｐｔ？具備している。第１のトランジスタｔ
１のエミッタと第２のトランジスタｔ２のコレクタは出
力ノードｋｎに結合している。

第１のトランジスタｔ１はエミッタフォロアであり、そ
のコレクタは第１の電源ラインｆ１に直接接続され、そ
のベースは第１の抵抗ｒ１を通して第１の電源ラインｆ
１に結合している。抵抗ｒ１は駆動トランジスタｔ３の
負荷抵抗であり、このトランジスタｔ２のベースは共通
のベースリードｂによって第２のトランジスタｔ２のベ
ースに結合されている。

第２のトランジスタｔ２と第３のトランジスタｔ３のエ
ミッタは、それぞれ第２の抵抗ｒ２と第３の抵抗ｒ３を
通して第２の電源ラインｆ２Ｉ／Ｃ結合している次め、
これら２つの抵抗はネガティブフィードバック抵抗とし
て動作する。共通のベースリードｂにはまた第４のトラ
ンジスタｔ４のベースが結合し、これは動作点設定部ｍ
の一部分を形成する。フィーＰパックは又第４のトラン
ジスタｔ４のエミッタが第４の抵抗ｒ４を通して第２の
電源ラインｆ２に結合している次めに、第４のトランジ
スタｔ４のエミッタから与えられる。第４のトランジス
タのコレクタは中間ノードｚｋＫ結合し、このノードＺ
ｋは設定抵抗ｒｒを通して第１の電源ラインｚ１に、ま
たエミッタが共通のベースリードｂに結合されコレクタ
が第１の電源ラインｆ１に結合している負荷減少トラン
ジスタｔｅのベースに結合している。

３つのネガティブフィードバックエミッタ抵抗ｒ２，１
−３．７４の各々の値は関連するトランジスタｔ２．ｔ
、？、ｔ４のエミッタ面積に反比例する。

これら６個の回路要素及び負荷減少トランジスタｔｓＫ
よって三重定電流シンクｃ８が形成される。このシンク
ａｓの入力は中間ノードｚｋであル、ノードｚｋＫＶｉ
差電流４ｄおよび設定抵抗ｙｒを通る設定電流ｉｒが与
えられる。エミッタ面積の望ましい割合に従って、＠２
のトランジスタｔ２のエミッタ電流イ２は第３のトラン
ジスタｔ３のエミッタ電流ｉ３より大きく、エミッタ電
流ｉ３は第４のトランジスタｔ４のエミッタ電流ｉ４よ
シも大きい。例えばエミツタ面積比が２０：１０：１の
場合エミッタ電流ｉ２．イ３．ｉ４の比も又２０：１０
：１である。

差電流ｉｄがＯならば、第１の抵抗ｒ１にかかる電圧下
降は設定電流ｉｒのみによって決まるため、出力ノード
ｋｎの静止状態における電圧もま急回様である。第１及
び第２のトランジスタの共通の静止状態電流は第２のト
ランジスタのエミッタ電流ｉ２によって決まる。従って
静止状態出力電圧は設定抵抗ｒｒの値を変えることＫよ
って変えることができ、これは例えばコンタクトマスク
の変形によシ抵抗コンタクトをシフトさせることによっ
てできる。静止状態出力電圧は例えば供給電圧の半分に
設定することができる。この場合温度とは完全に無関係
である。

静止状態電圧の温度補償は、設定電流ｔｒを形成する設
定抵抗ｒｒの両端の電圧が、負荷減少トランジスタｔｅ
と第４のトランジスタｔ４の２つのベース・エミッタ電
圧より小さい供給電圧、に等しく々ることがら生じる。

設定電流ｉｒに厳密に比例する駆動電流ｉ３によって静
止状態出力電圧が決まヤ、第１の抵抗ｒ１における電圧
下降が設定抵抗ｒτにおける電圧下降の九つ九半分にな
る。

第１のトランジスタｔ１のベース・エミッタ電圧は第１
の抵抗１にかかる電圧下降に加算される。

従って動作点設定部Ｋかかる全体の電圧下降には（デｒ
にかかる）定められた抵抗性電圧下降及び２つのダイオ
ード・母スの順方向電圧が含まれ、供給電圧源の半分に
等しい出力での静止状態電圧には（ｒτにかかる）抵抗
性電圧下降及び１つのダイオードノスの順方向電圧が含
まれる。その結果供給電圧に対する静止状態電圧の割合
は温度と無関係となシ、供給電圧からも独立している。

静止状態電圧について供給電圧の半分とは異なる値が選
択されるならば、補償は理想的ではないが、それでも良
好である。

３個のネガティブフィードバックエミッタ抵抗’ｒ２　
、　ｒ３　、τ４にかかる電圧下降は、例えばたっ几５
０ｍＶである之め温度の依存を考慮するときには無視で
きるものである。しかし３個のトランジスタｔ２．ｔｊ
、ｔ４は基本的に特にベース及びエミッタ面積のレイア
ウトを正確にすることによって平衡されるため、この値
は三重定電流シンクｃＩＩを平衡させるのに十分である
。

差ステー・ゾｄは差電流ｉｔＩを入力電圧ｖｌから導出
するサブ回路である。差電流ｉｒ１は中間ノードｚｋに
おいて設定電流ｉｒに重畳されるため。

信号成分を表わしている。第１の入力端子ｋｌは第１の
電圧電流コンバータｗ１に接続され、その出力が電流ミ
ラーｅｍの入力を与える。第２の入力端子に２は電圧電
流コンバータｗ２の入力に接続され、コンバータｗ２の
出力は差電流ｉｄを出力するブランチ点ｖｋを通って電
流ミラーａｍの出力に接続されている。

第１の電圧電流コンバータｗ１の入力端部には第５のト
ランジスタｔ５の形態で第１のインピーダンスコンバー
タが備えられ、トランジスタｔ５はエミッタフォロアと
して接続されている。第５のトラン・ゾスタｔ５のエミ
ツタ面積比５の抵抗ｒ５を通して電流ミラーｃｍの低抵
抗入力に、すなわち第７のトランジスタｔ７のベースと
コレクタの直接接続部に接続されており、そこにはまた
第８のトランジスタｔ８のベースが接続されている。

第７及び第８のトランジスタｔ７．ｔｌｊのエミッタは
三重定電流シンクａｓの共通ベースリードｂに接続され
ている。第５の抵抗ｒ５にかかる電圧下降によりて第１
の基準電流（５が生じ、この電流は反射されて第８のト
ランジスタｔ８のコレクタ電流ｉ８として現れる。

第２の電圧電流コンバータｗ２の構成は第１のコンバー
タと同じであり、入力端部には第６のトランジスタｔ６
の形態で第２のインピーダンスコンバータが備えられ、
トランジスタｔ６はエミッタフォロアとして接続されて
ｈる。このトランジスタのエミッタは第６の抵抗ｒ６を
通してブランチ点ｖｋに接続されている。ブランチ点ｖ
ｋは中間／−ドｚｋを通って負荷減少トランジスタｔｅ
のベース・エミッタ・母スに接続され、電流ミラーａｍ
の低端部に関する極性が固定される。従りて第６の抵抗
ｒ６にかかる電圧下降によって一第２の基準電流ｉ６が
生じ、この電流はブランチ点ｖｋに流れ込む。一方ブラ
ンチ点ｖｋは電流ミラーｃｍの出力電流ｉ８によって負
荷され、そのため差電流が形成される。第１及び第２の
基準電流ｉｓ　、ｉ６が互に等しくないならば、過剰電
流は差電流ｉｄとして中間ノードｚｋに流れ、あるいは
そこから他へ導かれる。

従って差電流ｉｔ１の強度は入力電圧ｖｌと第５及び第
６の抵抗ｒ５．ｒ６の値の両方に依存している。これら
の抵抗をマスクトリミングすることによって、例えばコ
ンタクト開口を設定抵抗ｒｒの場合と同じ方法でシフト
することによって、これら２つの等値の抵抗の値を一緒
に変えることができる。従って差電流ｉｄの入力電圧τ
１に対する割合は簡単な方法で調節することができる。

２つの基準電流ｉｓ、ｉｓの合計量は共通ベースリード
ｂに流れ込み、そこから供給電圧源の他方の端子−Ｕに
流れなければならない。これは負荷電流ｉｂによって行
われ、共通ベースリードｂはこの電流ｊｂで抵抗かある
いは定電流シンクｇを通して負荷される。負荷電流ｉｂ
の強度は、負荷減少トランジスタｔｅも又負荷されるよ
うに、すなわちほぼ第１の基準電流イ５の平均値に等し
い電流で負荷されるように選択されることが望ましい。

負荷減少トランジスタｔｏ及び第７のトランジスタｔ７
の電流密度が等しいならば、電流ミラーａｍの入力電位
は中間ノードｚｋの電位に等しいａ 第２図には負荷電流ｉｂを生成するための定電流シンク
ｇの実施例が示されている。定電流シンクｇは第９及び
第１０のトランジスタｔ　９　、　ｔｌＯによって形成
される電流ミラーを備え、トランジスタＬｌｌｄ負荷減
少トランジスタとして動作シ、そのベース・エミッタノ
クスは第９のトランジスタｔ９のコレクタ・ベースパス
と並列に接続されている。この電流ミラーの入力電流は
第１の電源ラインｆノと第９のトランジスタのコレクタ
の間の抵抗？’ｇによって決められ、第９のトランジス
タは第１１のトランジスタと共に電流ミラーの入力を形
成している。第９及び第１０のトランジスタｔ９．ｔｌ
Ｏのエミッタは両方とも第２の電源ラインｆ２に接続さ
れ、−力筒１０のトランジスタｔｌＯのコレクタは三重
定電流シンクｃｓの共通ベースリードｂに接続されてそ
こから負荷電流ｉｂを引き出す。コレクタが第１の電源
ラインｆ１に接続されている負荷減少トランジスタｔ１
１を効率的に負荷するために、負荷抵抗ｇｇは第１１の
トランジスタｔｌｌのエミッタと第２の電源ラインｆ２
との間に接続されている。

静止状態出力電圧と同様に、信号の振幅は温度に無関係
である。差電流ｉ（１は第１及び第２の入力端子ｋ１．
に２の間の電圧の差、第５及び第６の抵抗ｆ５．ゾロの
値及びこれら抵抗の温度係数のみに依存している。第５
及び第６のトランジスタｔｓ、ｔ６（Ｄベース・エミッ
タ電圧は、これらトランジスタの電流密度が入力電圧ｉ
ｌｌの最大値が５００ｍＶであることによりほぼ等しい
ため、温度に関係なく等しい。従って差電流には温度係
数があり、この係数は第５あるいは第６の抵抗ｒ５゜ｒ
６の温度係数とは相反し、また第１の抵抗ｒ〕の温度係
数とも相反する。

出力電圧τ０のスイングは第１の抵抗ｒ１にかかる電圧
下降と正確に等しく、３つの集積抵抗ｒｌ、ｒ５．ｒ６
の温度係数は等しいために、第１の抵抗τ１にかかる電
圧下降は２つの入力端子ｋ１．に２の電圧間の差に正確
に比例し、出力電圧υ０のスイングは温度に無関係とな
っている。

同じ理由で、供給電圧あるいは２つの入力端子ｋ　１　
、に２の共通の直流電圧は、限定効果あるいは極端な条
件が回避されれば出力電圧υＯのスイングには影響を与
えない。

このような広帯域電力増幅器がまた高周波数信号を処理
するように適合させるならば、高周波数という観点から
回路自体を構成するのみではなく、高周波数特性をモノ
リシック集積において、特にレイアウトにおいて考慮す
ることが必要である。

第１図の回路には、例えばもっばら・ぐイポーラＮＰＮ
　トランジスタだけが具備されているが、これはこのよ
うなトランジスタの通過周波数がラテラルＰＮＰ　）ラ
ンゾスタの周波数よりかなシ高いからである。さらに、
トランジスタの電流密度は遮断周波数がその最大値の範
囲にあるように選択されなければならない。必要な電流
、特に出力段ｐの大きな出力電流はサブトランジスタを
並列に接続することによって可能にされ、個々のサブト
ランジスタの電流密度が常に最適領域にあるようにされ
る。

回路及びレイアウトは両方とも寄生キヤｉＪ？シタンス
が最小に保持されるように構成しなければならｆ、トラ
ンジスタのコレクタ・ベースキャノぐシタンス、すなわ
ちミラーキャパシタンスの影響Ｋ特に注意を払わなけれ
ばならない。従って設計上は、ミラーキャ／ＩＰシタン
スのための共通のベース／コレクタ領域ができるだけ小
さく、またコレクタと基板の間のキャパシタンス結合の
ためにコレクタができるだけ小さくされることが良い。

トランジスタの入力キャパシタンス、すなわちベース・
エミッタキャノ臂シタンスもまた可能な限シ低くしなけ
ればならない。しかし過剰電流密度によってカットオフ
周波数は減少しま次トランジスタの電気特性が劣化され
るために、エミッタ面積の減少には限度がある。

もう１つ重要なことは各種領域のコンタクトである。コ
ンタクトが小さい場合は、コンタクト抵抗は増加し、寄
生キャノ（シタンスと共に上方カットオフ周波数を減少
させるローパスフィルタを形成する。最後に、個々の領
域のバルク抵抗の影響。

特にｎ−型コレクタ領域の抵抗の影響も考慮しなければ
ならない。

接続平面において交差させることは不可能であり、−船
釣にインピーダンスの低い領域に設けられる。この領域
のバルク抵抗は無視できるものではなく、寄生キャパシ
タンスと共に望ましくカいローフ９ス特性が生じる次め
、このような領域はできるだけ避けなければならない。

もし接続が間接ノクスによ９行われるならば、この寄生
キャパシタンスもまた考慮しなければならない。

第３図ないし第６図で説明されるレイアウトでは以上の
望ましい点がすべて考慮されている。以下この構成につ
いて概説する。

ｎ−型コレクタ領域には低抵抗ｎ＋型コンタクト領域が
備えられ、この領域は可能な限υベース領域を囲み、コ
レクタコンタクトを具備している（それ故コレクタ領域
に注入される電荷キャリアのバルク抵抗を低く保持する
ことができる）。ベースコレクタキャパシタンスを減少
させる定めに、二重エミッタ構成が設けられ、そこには
２つのベース領域が、単一ベースコンタクトカベース領
域の励起に十分な程度であるように結合され、また前記
サブトランジスタは、対応するコンタクトを直接にある
いは間接的に結合させることによって並列に結合される
。

第３ａ図には二重エミッタを備えたベースサブ領域ｂｎ
のレイアウトが概略的に示されている。

ベースサブ領域ｂｎは長ｑｂが対称なｔ３であり短軸が
対称なｋｓである対称的な方形構成である。

正方形のエミッタサブ領域ｏｎはその２つの狭い側の端
部のベースサブ領域内に設けられ、ベースサブ領域ｂｎ
に埋め込まれているが、それによって覆われてはいない
。エミッタサブ領域ｏｎの領域の中央にはエミッタコン
タクトｓｋがあり、これは最小コンタクトとして構成さ
れており、すなわちその接触抵抗が十分に低いがエミッ
タサブ領域ｅｎ端部からの距離は第１の最小距離ｍ１を
越えないようになっている。エミッタ領域ｅｎの端部と
ベースサブ領域ｂｎの隣接端部の間の距離は第２の最小
距離ｍ２に等しい。

ベースコンタクトｂｋは対称の長軸１ｍと短軸に８が交
差する点におけるベースサブ領域ｂｎ内に設けられ、長
方形となっている。この縦方向は対称々短軸ｋｓの方向
であり、この幅は第３の最小距離ｍ３に等しい。対称な
短軸ｋｓの方向ではベースコンタク）ｂｋは可能な限り
長くされているが、その短い方の側縁と隣接するベース
サブ領域の端部の間の距離は第４の号車距離ｍ４よシ小
さくなければ々らない。

ベースサブ領域ｂｎの大きさは２つのエミッタコンタク
トｅｋと隣接するベースコンタクトｂｋの端部の間の距
離の大きさが第５の最祖距離ｍ５よシ小さくなければ々
らないという事実によりて決められる。

個々の最小距離を必要とするのは、個々の工程によって
部分的に過大−！、たけ過小な結果が生じ、またマスク
整列エラー　マスクの歪みあるいは工程によって引き起
こされるエラーなどによる誤差が生じるのに対処するた
めの安全距離が必要であり、またこれらの距離は個々の
領域の必要な誘電強度からも必要であるからである。

エミッタコンタクトｅｋは右上から左下へ狭い間隔のハ
ツチングがされている。ベースコンタクトｂｋは左上か
ら右下へ狭い間隔のハツチングがされている。比較的低
抵抗のｐ＋＋ベース材料の導電型は、右側に十符号のつ
い九カップ内のｐによってベースサブ領域ｂｎの範囲内
に示されている。

同様に比較的低抵抗のエミッタサブ領域・ｎのｎ＋匿の
材料は（ｎ＋〕で示されている。

第３ｂ図には（−スエレメントｂｍが示されており、こ
のｂｍには単一エミッタサブ領域ｅｎのみが含まれてい
る。エミッタサブ領域・ｎはベースサブ領域ｂｎのほぼ
半分に等しい。その領域は短い側縁の１つと対称な短軸
ｋｍによって限定され、エミッタコンタクト・ｋを有す
るエミッタサブ領域ｏｎとベースコンタク）ｂｋの半分
と共にエミッタサブ領域・ｎを備えたベースサブ領域ｂ
ｎのベースの半分はベースエレメントｂｍの部分に対応
し、このベースエレメントｂｍはエミッタサブ領域に近
接する短い側とこれと平行するベースコンタクトｂｋの
中央線によって限定される。

エミッタから遠いベースコンタクトｂｋの端部とベース
エレメントｂｍの近接する短筒の間の距離は、ベースコ
ンタクトの短い側とベースサブ領域ｂｎの近接する端部
、あるいはベースエレメントｂｍとの間の距離に等しい
。従って第３図の２つのベース構成の効果的なベースエ
ミッタ領域の割合は整数比、すなわち２であり、相互に
連絡して異なる電流の対の特性を保持するトランジスタ
を形成する。

第４ａ図には並列接続のサブトランジスタｎノから成シ
、第３ａ図に示されているようにベース構成がベースサ
ブ領域となっているトランジスタのレイアウトが概略的
に示されている。

ネガティブフィードバックはエミッタ抵抗を通してトラ
ンジスタに与えられ、すべてのサブトランジスタｎ１の
エミッタサブ領域ｅｎはこれと直列接続した抵抗領域ｒ
ｎＯ内の１つを有している。

長方形のｎ＋型抵抗領域ｒｎはエミッタサブ領域ｅｎと
同じ工程で形成される。ベースサブ領域ｂｎは高抵抗ｎ
−型コレクタ領域ｚｌ内に並んで配置され、対称長軸ｔ
８は相互に平行である。コレクタ領域にはプラナ−法に
よって形成されるトランジスタが通常そうであるように
ベースサブ領域ｂｎが備えられており、ベースサブ領域
ｂｎは相互に分離している。コレクタ領域ｚ１の両端部
にはｎ＋＋コンタクト領域が埋め込まれ、この領域には
隣接するベースサブ領域ｂｎとの間に接続部分がある。

すなわちコンタクト領域に３はベースサブ領域ｂｎを囲
む環を形成している。これは抵抗領域ｒｎ及びエミッタ
サブ領域ｏｎと同じ工程で形成される。第４ａ図及びそ
れに続く図面ではｎ＋型領領域左上から右下へ広い間隔
の斜線でハツチングされている。

コンタクト領域に３ではコレクタコンタクトｋｋがベー
スサブ領域ｂｎＯ長縁に沿って形成されている。このよ
うな配置によってコレクタ領域の部分をそれほど増加さ
せずに多くの点でコレクタ領域ｚ１にコンタクトが形成
されている。抵抗領域ｒｎは対称長軸Ａｍに沿ってコレ
クタ領域の外側に形成されており、短い端部の各々には
抵抗コンタク）ｗｋが設けられている。抵抗領域ｒｎは
各領域がそれぞれ分離して若干ｐ−にドーピングされた
基板Ｓに埋め込まれているため、相互にまたコレクタ領
域ｚ１から電気的に分離されている。

第４図ではエミッタからネガティブフィードバックを備
えたサブトランジスタｎｊが５つの相互結合によって並
列に結合されていることが示されている。第１の結合ｆ
３はベースサブ領域ｂｎのベースコンタクトｂｋを結合
している。第２の結合ｆ４は対称短軸ｋｇの１つの側の
すべてのコレクタコンタク）ｋｋを結合している。反対
側では、この結合が第３の結合１４’によって行われる
。同様に第４の結合ｆ５はサブトランジスタから遠い対
称短軸の片側上のすべての抵抗コンタク）ｂｋを結合し
ている。他方対称短軸に８の反対側ではこれが第５の結
合ｆ　５’によって行われている。抵抗領域の別のコン
タク１ｗｋは各々が相互結合ｔｖによって関連するエミ
ッタコンタク）ａｋに結合されている。

結合ｆ４．ｆ４’は抵抗領域ｆｎで交差し、横方向に櫛
状の延長部ｆｍを有し、このｆｓはコレクタコンタクト
ｋｋに結合している。各コンタクトブリッジの２つ半分
のすべてのコレクタコンタクトはそれぞれ結合ｆ４．ｆ
４’の延出部に結合している。第４ａ図に示された配置
の外側には結合ｆ４゜ｆ４’ｔｏ結合ｆ５．ｆ５’が結
合している。

第４ｂ図は第４ａ図の線Ａ−Ａに沿った断面図である。

抵抗領域ｒｎ及びｐ型基板内のコレクタ領域ｚノは相互
に絶縁されている。ベース領域ｂｎ及びこれを囲むコン
タクト領域に３がコレクタ領域ｚｌ内に埋め込まれてい
る。下方の領域と結合させるために各領域は開口部を設
けた図の点の集シで示した絶縁層によって覆われている
。

基板ｓ内のｎ−型あるいはｎ型領域を相互て分離すると
、基板畠の表面ｉＣｎ　Ｉｔチャンネルが形成されるこ
とによりて悪影響が生じる可能性がある。

これは以下の簡単な手段（第４図にはない）によって回
避することができる。ｐ型チャンネルストップ領域が寄
生チャンネルを遮断するため、基板Ｓの表面に形成され
る。チャンネルストップ領域は網状に相互結合し、いぜ
んとして０空”の基板ｌの表面にあるこのような領域す
べてを埋める。

第５ａ図には並列結合し九サブトランジスタｎ２のレイ
アウトが示されており、このトランジスタもまた二重エ
ミッタを保持するサブ領域ｂｎを備えている。第４図に
示されているのと異なシ、コレクタ領域ｚ２にはベース
サブ領域ｂｎの２つの短イ側でコレクタコンタクトｋｋ
が設けられている。コレクタコンタクトｋｋはコレクタ
コンタクト領域に４内にあシ、この領域はコレクタ領域
ｚ２の端部に形成されている。コレクタコンタクトｋｋ
はベースサブ領域ｂｎの短い方の側に設けられているた
め、コレクタ領域ｚ２のブリッジ部分及び個々のベース
サブ領域ｂｎＯ間のコンタクト領域に４は、第４図に示
されているよシもよシ狭く保持することができる。しか
し共通のエミッタリードｆ１１．ｔｌｌ’は共通のベー
スリードｆ９と共通のコレクタリードｆｌＯ，１１０’
の間に設けられているため、コレクタ領域Ｌ２は対称長
軸の方向では第４図に示されているよシも大きいことは
明らかである。

第５図に示されているサブトランジスタｎ２の場合は、
エミッタからのネガティブフィードバックが与えられて
いない。このため抵抗領域ｒｎの必要性がなく、第４図
に示された相互結合ｆ５゜１５’にあたるリードｆ１１
．ｆｌｌ’がエミッタコンタクトｅｋを通るようＩＣ２
つのリードｆ１０゜１１０’の間に設けられている。第
４図では相互結合ｆ　５　、　ｆ　５’が相互結合ｆ４
．ｆ４’によって形成された空間の外側に設けられてい
る。従って第５図ではコレクタ領域ｚ２の端部とベース
サブ領域ｂｎの短い方の側の間の距離が第４図に示され
ている距離よりも大きい。

リードｆ１０とｆｌｌ、ｔＩＯ’とｆ１１’、ｆ９とｆ
ｌｌ、ｆ９とｆ１１′の間の最小距離は前記の考慮から
来ており、エミッタリード１１１．ｆ１１’の幅はこの
リードによって起こる電圧下降が無視できるものである
ような大きさでなければならない。ベースサブ領域ｂｎ
からコレクタコンタクトの距離が大きくなることは、コ
ンタクト領域に４が可能な限シびったシとベースサブ領
域ｂｎを囲んでいることにより補償されており、そのた
めにコレクタコンタクトｋｋの領域のコレクタ領域ｚ２
内に低抵抗の幅の広いストライプを形成する。

これは第５＆図のＢ−Ｂ線に沿った概略的な断面図であ
る第５ｂ図に示されている。第４ｂ図のように、攬々の
接触開口部のある絶縁層１は点の集りで示されている。

同様に、コレクタコンタクトｋｋの領域の広いコンタク
ト領域のあるコレクタ領域ｚ２が明示されている。

第６図にはベース構成としてベースエレメントｂｍを備
えた並列接続のサブトランジスタｔｍが概略的に示され
ている。ベースエレメントｂｍのエミッタサブ領域ｏｎ
は相互結合Ｌｖを通して抵抗領域ｒｎに結合し、ネガテ
ィブフィードバックを行なっている。

ベースエレメントｂｍは方形コレクタ領域ｚ３内に並ん
で設けられ、これらエレメントの対称軸ｔｍは相互に平
行である。第４図及び第５図に示されている構成と同様
に、コレクタ領域ｚ３には端部に低抵抗ｎ＋型コンタク
ト領域に５が備えられ、この領域は個々のベースエレメ
ントｂｍの間に相互結合部を形成している。

コレクタコンタクトｋｋはベースコンタクトｂｋに隣接
するベースニレメン）ｂｍの短い方の側縁に沿って設け
られている。共通のベースリードｆ６と共通のコレクタ
リードｆ７の間の距離を十分に取るため、コンタクト領
域に５はコレクタコンタクトの領域をベースニレメン）
ｂｍの他の短い方の側よシもいくらか広くする。

第６ｂ図は第６ａ図のＣ−Ｃ線にそった断面図である。

基板表面は点の集シで示した絶縁層１によって覆われて
おシ、コンタクトが下の層に設けられるところには開口
部が作られている。

第４ａ図、第５ａ図及び第６ａ図では、相互結合の領域
のコンタクト領域Ｘ印のついた方形で示されている。

サブトランジスタｎｌ、ｒｓ２及びｔｍの間を比較する
と、サブトランジスタｉ１は最も小さい相対コレクタ面
を有している。二重エミッタ構成であるため、これらの
サブトランジスタから成るトランジスタは大きな電流に
適しており、またエミッタからネガティブフィードバッ
クが与えられているため、このトランジスタは出力段ｐ
の第２のトランゾスタｔｊＫ用いられるのが望ましい。

そのコレクタにおける電圧スイングのために、このトラ
ンジスタは特にミラーキャノｆシタンスに対して敏感で
ある。

サブトランジスタｎ２から成るトランジスタは出力段ｐ
の第１のトランジスタｔ１として用いられるのに適して
おり、出力段においてエミッタフォロアとして動作する
。このトランジスタのコレクタは第１の電源ラインｆ１
の固定電位に接続しているため、ミラーキャノぐシタン
スは形成されない。エミッタリードにはそれぞれ第３の
抵抗ｒ３及び第４の抵抗ｒ４によって第３のトランジス
タｔ３及び第４のトランジスタｔ４にネガティブフィー
トノ々ツクが与えられる。第３のトランジスタｔ３及び
第４のトランジスタｔ４は二重定電流シンクｅａの一部
として、第２のトランジスタｔ２と対になっている。駆
動段及び動作点設定部の電流は出力段の電流よりかなり
小さいために、結合が複雑な二重工εツタは必要ない。

従って第３及び第４のトランジスタｔＪ、ｔ４は第６図
に示されたようなサブトランジスタｔｍから構成され、
トランジスタｔ４はこれらサブトランジスタｔｍの内少
なくとも１つのトランジスタで構成されている。次に三
重定電流シンクｅｓの共通のベースリードｂは第１１の
相互結合ｆ６によって形成され、この結合は第１の相互
結合ｆ３に接続づれている。第２の電源ラインｆ２は第
４及び第５の相互結合ｆ　５　、　ｆ　５’に対応し、
これらの結合に８１３の結合ｆ８が接続されており、こ
れらは例えば共通の地面に結合されている。

第３図乃至第６図に示された段階では、特に大面積のト
ランジスタを備えたプツシ為デル段ｇｔのレイアウトが
非常にコンノダクトであり、トランジスタの高周波数の
性能を劣化させることなく、トランジスタの性質を精密
に構成するという利点がさらに加えられている。

差ステージｄあるいは定電流シンクｇのような高周波数
での増幅特性があまシ重要でない他のサブ回路は、製造
工程において可能であり回路の動作に適切であれば、Ｐ
ＮＰ　）ランゾスタかあるいはＭＯＳ　トランジスタで
構成されてもよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例の回路図であり、第２図は第
１図中の定電流シンクの回路図であり、第３ａ図および
第３ｂ図は８ｇ１図のサブトラン・ゾスタのベース領域
のレイアウトを示す。第４ａ図および第４ｂ図はエミッ
タリードにネガチプフィードバック抵抗を有するサブト
ランジスタのレイアウトおよび断面を示す。第５ａ図お
よび第５ｂ図は別のサブトランジスタのレイアウトおよ
び断面を示す。第６ａ図および第６ｂ図はエミッタリー
ドにネガチプフィードバック抵抗を有する別のサブトラ
ンジスタのレイアウトおよび断面金示す。 ｄ・・・差ステージ、ｇｔ・・・出力段、ｍ・・・動作
点設定部、ｔｒ・・・駆動段、ｐ・・・出力段、ａｍ・
・・定電流シンク、ｃｍ・・・電流ミラー　ｗ　１　、
　ｗ　２・・・コンバータ。 出麩代理人　弁理士　　鈴　江　武　彦ＦＩＧ、３ａ ？百；

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. （１）バイポーラＮＰＮトランジスタから成るプッシュ
   プル出力段と、 その入力に出力電圧が与えられる入力端部における差ス
   テージと、 プッシュプル出力段とから成り、このプッシュプル出力
   段は、 コレクタ・エミッタパスが同じ方向に直列に接続され、
   その接続点が出力電圧の出力ノードである第１のトラン
   ジスタ及び第２のトランジスタを備え、第１のトランジ
   スタのコレクタが供給電圧源の一方の端子に接続され、
   第２のトランジスタのエミッタが供給電圧源の他方の端
   子に接続されているプッシュプル出力段と、 エミッタが供給電圧源の前記他方の端子と結合され、ベ
   ースが差ステージの出力から与えられる共通のベースリ
   ードによって前記第２のトランジスタのベースに接続さ
   れ、コレクタが前記第１のトランジスタのベースに直接
   に接続されると共に第１の抵抗を介して供給電圧源の前
   記一方の端子に接続されている第３のトランジスタを備
   えた駆動段と、 出力段のための抵抗を備えた動作点設定部とを備えてい
   るモノリシック集積広帯域電力増幅器において、 動作点設定部は供給電圧源の前記一方の端子と第４のト
   ランジスタのコレクタが接続する中間ノードの間に挿入
   された設定抵抗を備え、第４のトランジスタのベースは
   共通のベースリードに接続され、負荷減少トランジスタ
   はエミッタが共通のベースリードに接続され、そのコレ
   クタは供給電圧源の前記一方の端子にカップリングされ
   ており、差ステージは値が入力電圧と比例し、中間ノー
   ドに供給される差電流を出力し、 第２、第３、第４のトランジスタのエミッタはそれぞれ
   のエミッタの面積に逆比例する値の第２の抵抗、第３の
   抵抗及び第４の抵抗を通してそれぞれ供給電圧源の他方
   の端子に接続され、 負荷電流が共通のベースリードから引き出されることを
   特徴とする広帯域電力増幅器。
2. （２）差電流の値が第５の抵抗およびその値がこの第５
   の抵抗に等しい第６の抵抗によってセットされる特許請
   求の範囲第１項記載の増幅器。
3. （３）差ステージが、 入力が第１の入力端子に接続され第５の抵抗を介して第
   １の基準電流を与える第１のインピーダンスコンバータ
   を有する第１の電圧電流コンバータと、 入力が第２の入力端子に接続され第６の抵抗を介して第
   ２の基準電流を与える第２のインピーダンスコンバータ
   を有する第２の電圧電流コンバータと、 入力が第１の基準電流によって与えられ、出力が、第２
   の基準電流が供給される中間ノードに接続されているブ
   ランチ点に接続している特許請求の範囲第２項記載の電
   力増幅器。
4. （４）第１及び第２のインピーダンスコンバータが第５
   のトランジスタ及び第６のトランジスタによってそれぞ
   れ形成されるエミッタフォロアであり、そのエミッタが
   それぞれ第５の抵抗及び第６の抵抗に接続されており、 電流ミラーが第７及び第８のトランジスタから成り、こ
   れらトランジスタのベースが共に第７のトランジスタの
   コレクタに接続されており、電流ミラーの低電位側端部
   が共通のベースリードに接続され、 第５、第６、第７、第８のトランジスタがプッシュプル
   出力段のトランジスタと同じ導電型である特許請求の範
   囲第３項記載の電力増幅器。
5. （５）負荷電流が、その値が負荷減少トランジスタが第
   １の基準電流とほぼ等しい電流によってトラバースされ
   るような値に選択される定電流シンクによって設定され
   る特許請求の範囲第４項記載の電力増幅器。
6. （６）Ｎ個の並列接続サブトランジスタから成り、特に
   特許請求の範囲第１項乃至第５項のいずれか１つに記載
   された電力増幅器のためのプラーナバイポーラＮＰＮプ
   ッシュプル出力段トランジスタであって、 各サブトランジスタが、 方形のｐ＾＋型ベースサブ領域と、 ベースサブ領域の対称の短軸と対称の長軸に関して対称
   的なベースサブ領域の範囲内に構成され、各々の中央に
   エミッタコンタクトが設けられた２つの同一のｎ＾＋型
   エミッタサブ領域と、 対称の短軸上に設けられこの方向に延在するベースコン
   タクトとを具備しており、 Ｎ型ベースサブ領域がｎ＾−型方形コレクタ領域内に並
   んで設けられ、対称の長軸が互に平行であり、このサブ
   領域において、 ｎ＾−型方形コレクタ領域には隣接ベースサブ領域の長
   い側縁の間かあるいは隣接ベースサブ領域の２つの短い
   側縁に沿って設けられている複数のコレクタコンタクト
   があり、 ｎ＾−型方形コレクタ領域には、少なくともコレクタコ
   ンタクトの領域において、コレクタ領域内においてそれ
   ぞれのベースサブ領域を包囲するｎ＾＋型コンタクト領
   域を有することを特徴とする出力段トランジスタ。
7. （７）単一あるいはＭ個の並列接続サブトランジスタか
   ら成り、集積広帯域電力増幅器、特に特許請求の範囲第
   １項乃至第５項のいずれか１つに記載された増幅器のた
   めのプラーナバイポーラＮＰＮプッシュプル出力段階ト
   ランジスタにおいて、サブトランジスタが各々、 対称の軸がその長軸方向にある方形ｐ＾＋ベース要素と
   、 ベース要素の範囲内で対称軸に関して対称的に設けられ
   中央にエミッタコンタクトを保持するエミッタサブ領域
   と、 ベース要素の範囲内において対称軸に関して対称的に設
   けられ、その長軸方向が対称軸と、直になっているベー
   スコンタクトと、 単一ベース要素かあるいはＭ個のベース要素を備え、Ｍ
   個のベース要素の対称軸が相互に平行になっている共通
   のｎ＾−型方形コレクタ領域とから構成され、 各ベース要素にはベースコンタクトに近接してベース要
   素の短い側縁に沿ってコレクタ領域内に設けられベース
   要素と関連する少なくとも１つのコレクタコンタクトが
   設けられ、コレクタ領域にはコンタクト領域において少
   なくともコレクタ領域内においてそれぞれベース要素を
   包囲するｎ＾＋型コンタクト領域が設けられている出力
   段トランジスタ。
8. （８）出力段の２個のトランジスタの各々が特許請求の
   範囲第６項に記載の構成であり、 駆動段のトランジスタ及び動作点設定部のトランジスタ
   の各々が特許請求の範囲第７項に記載の構成であり、 すべてのサブトランジスタが同一のエミッタサブ領域、
   同一のエミッタコンタクト、同一のベースコンタクト及
   び同一のコレクタコンタクトを具備し、 ベースサブ領域の１半部はベースの短い側縁の１つと対
   称な短軸によって限定されエミッタコンタクトを有する
   エミッタサブ領域を含み、ベースコンタクトの１つの半
   分がエミットとベースコンタクトの平行中央ラインに近
   接する短い側によつて限定されるベース要素の部分と等
   しく、 ベースコンタクトのエミッタと反対側の端部とベース要
   素の関連する短い側縁との間の距離がベースコンタクト
   の短い側縁とベースサブ領域の近接した端部あるいはベ
   ース要素の近接端部の間の距離に等しいことを特徴とす
   るトランジスタ。
9. （９）特許請求の範囲第１項乃至第８項のいずれか１つ
   に記載されたプッシュプル出力段のプラーナバイポーラ
   の第２、第３、第４のトランジスタであって、 第２、第３、第４の抵抗がそれぞれ、第２、第３、第４
   のトランジスタの関連するエミッタサブ領域に接続され
   た同一の方形ｎ＾＋型抵抗領域の少なくとも１つの領域
   から構成され、 各抵抗領域にはその２つの短い側縁にコンタクトが設け
   られており、 抵抗領域が軸対称の長軸方向で相互に平行に延在してお
   り、その各々の１つのコンタクトは相互接続によって関
   連するエミッタコンタクトに接続され、一方他のコンタ
   クトは供給電圧源の他の端子に接続されたラインに結合
   し、 抵抗領域及びコレクタ領域がｐ＾−型基板に分離して設
   けられていることを特徴とするトランジスタ。
10. （１０）エミッタサブ領域が最小の面積であり、エミッ
    タコンタクト及び抵抗のコンタクトが同じ面積の最小の
    コンタクトであり、 関連するエミッタサブ領域の端部からのエミッタコンタ
    クトの距離と、ベースサブ領域あるいはベース要素の近
    接する端部からのエミッタサブ領域までの距離は第１の
    最小距離及び第２の最小距離にそれぞれ等しく、 ベースコンタクトの短い側縁の長さが第３の最小距離に
    等しく、 ベースサブ領域かあるいはベース要素の近接する端部か
    らのベースコンタクトの短い側縁までの距離が第４の最
    小距離に等しく、 エミッタコンタクトからベースコンタクトまでの距離が
    第５の最小距離に等しい特許請求の範囲第１項乃至第９
    項のいずれか１つに記載のプレーナバイポーラＮＰＮプ
    ッシュプル出力段トランジスタ。