JPH02143602A - 電流検出増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、広くは電流検出増幅器に関し、より詳しくは
、低い非線形の入力インピーダンスを有すると共に信号
増幅における高度の線形性を有する電流検出増幅器に関
する０本発明はまた、低い入力インピーダンスと差動利
得の高い線形性と大きなコモン・モード・リジェクショ
ンとを得るための方法に関する。

（従来の技術） 絶縁増幅器等のように、絶縁バリアの一方の側にある入
力回路部が、その絶縁バリアの他方の側に接続されてい
る出力回路部の端子との間にＤＣ結合状態を実質的に持
たないように構成した多種多様な絶縁回路が広く一般的
に使用されており、この場合の絶縁バリアには例えば、
絶縁変圧器、光カプラ、或いは一対の絶縁コンデンサ等
が用いられている。この種の回路は、医療用モニタ装置
をはじめとして、絶縁バリアの一方の側の過渡電圧外乱
（特にコモン・モードの過渡電圧外乱）がそれに対応す
る過渡電圧外乱を出力回路に発生させないことが重要と
されている、様々な用途を持つものであり、それらの用
途の中には、遠隔温度検出のための工業用プロセス制御
回路等も含まれる。

（発明が解決しようとする課題） ある種の装置、例えば医療用モニタ装置等においては、
電気外科手術装置等の外乱発生源から発生される過渡電
圧外乱は、１ｏｏｏｏポルト／マイクロ秒ものスリュー
・レイトを持つものであることがある。その種の装置は
１周波数が１メガヘルツで１０００ポル）ＲＭＳ（実効
値）もの無線周波数エネルギを発生することがある０本
願の対応米国出願の譲受は人により最近発表された。

各々が１ピコファラドの一対のコンデンサを絶縁バリア
として使用している絶縁増幅器の幾つかにおいては、ピ
ーク値が１０ミリアンペアのコモン０モード過渡電流が
、その１ピコファラドの絶縁コンデンサを通って出力回
路の検出増幅器段の入力へ流入することがある。この回
路はこの電流を高い信頼性をもって導かねばならぬのみ
ならず、更には、正確な信号情報（例えば心電図の波形
を表わす情報等）を伝達し続けられるものでなければな
らない。

従って本発明の目的は、大きなコモン・モード入力電流
信号が存在していても、それにかかわらず高度の線形性
を提供する、改良された電流検出増幅器を提供すること
にある。

本発明の更なる目的は、高度の線形性と、良好なコモン
舎モード曇りジェクションと、損傷をこうむることなく
大きなコモン・モード入力電流を吸収する能力とを備え
た、電流検出増幅器を提供することにある。

（課題を達成するための手段） 要約して、且つその実施例に即して述べるならば、本発
明は、第１、第２、第３、及び第４のトランジスタを含
んでいる電流検出増幅器を提供するものである。前記第
１トランジスタのコレクタと前記第２トランジスタのコ
レクタとは、夫々、この電流検出増幅器の第１出力端子
と第２出力端子とに接続されている。第１負荷抵抗器と
第２負荷抵抗器とが、夫々、この電流検出増幅器の、電
源電圧導体と前記第１出力端子の間と、該電源電圧導体
と前記第２出力端子の間とに接続されている。前記第１
トランジスタのエミッタは第１カレント・ミラーの制御
入力に接続されており、この第１カレント・ミラーの出
力は前記第２出力端子に接続されている。この第１カレ
ント・ミラーの制御入力は更にこの電流検出増幅器の第
１入力端子にも接続されている。前記第３トランジスタ
は前記第１カレント・ミラーの出力トランジスタとして
機能しており、そのコレクタは前記第２出力端子に接続
され、またそのベースは前記第１入力端子に接続されて
いる。前記第２トランジスタのエミッタは第２カレント
・ミラーの制御入力に接続されている。前記第４トラン
ジスタは前記第２カレント・ミラーの出力トランジスタ
として機能しており、そのコレクタは前記第２出力端子
に接続されている。この第４トランジスタはそのベース
が前記第２入力端子に接続されている。第１及び第２の
ダイオード接続されたトランジスタが、夫々、前記第１
カレント・ミラーの制御トランジスタ及び前記第２カレ
ント・ミラーの制御トランジスタとして機能している。

（作用） 以上に述べた電流検出増幅器は、特にコモン・モード入
力？ｔｉ流が小さい場合には、差動増幅モードにおける
線形増幅特性を提供すると共に、非常に良好なコモン・
モート−リジェクションΦレシオを提供するものである
。この回路は更に、低い入力インピーダンスと広い帯域
幅をも提供するものである。

（実施例） 第１図に関して説明すると、電流検出増幅器１は入力導
体２を含んでおり、この入力導体２は、ダイオード１２
のアノード、ＮＰＮトランジスタ１０のベース、並びに
ＮＰＮ）ランジスタ１４のエミッタに接続されている。

ダイオード１２はダイオード接続されたＮＰＮ　トラン
ジスタである。

ダイオード１２のカソードは接地されている。トランジ
スタｌＯのエミッタは接地されており、またそのコレク
タは導体４を介してＮＰＮ　）ランジスタ１５のコレク
タと抵抗器２３の一方の端子とに接続されており、この
抵抗器２３の他方の端子はＶｃｃに接続されている。

トランジスタ１４のベースは導体１６を介してトランジ
スタ１５のベースと電流源１９の一方の端子とに接続さ
れており、電流源１９の他方の端子はＶｃｃに接続され
ている。導体１６は更にダイオード１７のアノードにも
接続されており、このダイオード１７のカソードはダイ
オード１８のアノードに接続されている。ダイオード１
８のカソードは接地されている。

トランジスタ１４のコレクタは導体５を介して抵抗器２
２の一方の端子に接続されており、抵抗器２２の他方の
端子はＶｃｃに接続されている。導体５は更にＮＰＮト
ランジスタ１１のコレクタにも接続されており、トラン
ジスタ１１（７）エミッタは接地されている。

トランジスタ１５のエミッタは入力導体３に接続されて
いる。入力導体３は更にトランジスタ１１のベース並び
にダイオード１３のアノードにも接続されており、ダイ
オード１３のカソードは接地されている。ダイオード１
３はダイオード接続されたＮＰＮ　）ランジスタであり
、またダイオード１７及び１８も同じくダイオード接続
されたＮＰＮトランジスタである。

典型的な構成例においては、入力端子２及び３は、夫々
絶縁コンデンサ２５と２６の各一方の端子に接続される
ことになる。コンデンサ２５の他方の端子は導体２７に
接続されている。絶縁コンデンサ２６の他方の端子は端
子２８に接続されている。電流ΔＩ　１８１が、絶縁バ
リアーコンデンサ２５を通って入力導体２へ流れるよう
になっている。同様にして、電流ΔＩ　ＩＮ２が、端子
２８から絶縁バリアーコンデンサ２６を通って導体３へ
流れるようになっている。

この電流検出増幅器１が絶縁増幅器として使用される場
合には、導体２７と２８の上のコモン・モード電圧が、
１０キロボルト／マイクロ秒ないしそれ以上の大きな速
度で増減することがあり得る。もしそれが起こったなら
ば、そのコモンφモード過渡電圧の持続期間中に、１０
ミリアンペアもの大きさの値のΔＩ　１８１とΔＩ　１
８２のコモン番モード電流が発生することがあり得る。

第１図の電流検出増幅器の動作については、コンピュー
タ上でそのシミュレーションを行った。

その結果判明したところに拠れば、この電流検出増幅器
は、１０ミリアンペアまでの大きなコモン・モード入力
電流が生じている間にも、差動入力信号（ΔＩ　１８１
　とΔＩ！８２との間の電流差に等しい）に対する。極
めて高度の線形性を有する小信号応答特性を提供すると
共に、更には、良好なレベルのコモン会モード・リジェ
クションをも提供するものである。また、それらの応答
特性とコモン番モード・リジェクションとはいずれも、
＋５ボルトの「シングル・レール」式の電源電圧Ｖｃｃ
を用いて動作させている間に得られるものである。

第１図の電流検出増幅器の動作を理解するためには、先
ず最初に、「小信号」即ちＡＣ動作について考察するの
が良い、小信号動作を理解するために、導体２及び３に
おけるコモン・モード入力電流がゼロであると仮定する
ことにする。

ΔＩ　１８１はダイオード１２とトランジスタ１４との
間に分配されるが、そのわけは、トランジスタ１０のベ
ース電流が無視し得る程度に小さいからである０便宜上
、定電流源１９並びにダイオード１７と１８には１ミリ
アンペアの電流ＩＯが流れているものと仮定する。その
場合、節点１６におけるインピーダンスは約５２オーム
であり、なぜならば、ダイオード１７と１８の各々の順
方向抵抗の値は（ｋＴ）／ｑＩｏであり、これは２６オ
ームだからである０便宜上、更に、トランジスタ１４及
びダイオード１２を流れる電流が０．５ミリアンペアで
あって、トランジスタ１４のエミッ夕抵抗の抵抗値が５
２オーム、ダイオード１２の抵抗値が５２オームである
と仮定することにする。抵抗器２２と２３の各々の抵抗
値は３００オームであると仮定する。更には、トランジ
スタ１５及びダイオード１３には０．５ミ１リアンペア
の電流が流れているものと仮定する。

増分電流ΔＩ　１８１がどのように分配されるかを理解
するためには、ΔＩ　１８１を電流源３１で代置した。

第２図のＡＣ等価回路について説明するのが良いと思わ
れる。抵抗器１４Ａはトランジスタ１４のエミッタ抵抗
ｒｅを表わしており、抵抗器１２Ａはダイオード１２の
順方向抵抗を表わしている。それらの抵抗値は各々５２
オームであるため、増分電流ΔＩ　ＩＮＩはトランジス
タ１４のエミッタと、ダイオード１２のアノードとへ等
分して分配されることが分る。（トランジスタｌＯのベ
ース電流は無視することができるからである）。

ダイオード１２のエミッタ面積とトランジスタ１０のエ
ミッタ面積とが等面積であるとすると、ダイオード１２
はカレント・ミラーの制御トランジスタとして機能し、
またトランジスタ１０はカレント・ミラーの出力トラン
ジスタとして機能することになる。同様にして、ダイオ
ード１３は、もう１つのカレント・ミラーの制御トラン
ジスタとして機１七し、またトランジスタ１１はそのカ
レント拳ミラーの出力トランジスタとして機能している
。トランジスタ１０．１１．１４、及び１５のエミッタ
面積と、ダイオード接続されたトランジスタ１２及び１
３のエミッタ面積とが、全て互いに等しい場合には、入
力ｒｆ、流ΔＩ　ＩＮＩのために、電流ＩＩはこの入力
電流ΔＩ　ＩＮＩの２分の１だけ減少させられ、また電
流Ｉｏｔはこの入力電流ΔＩ　ＩＮＩの２分の１だけ増
加させられることになる。これに応答して、電１ｉ、Ｉ
３がΔＩ　ＩＮＩの２分の１だけ増加することになる。

差分入力電流について説明すると、ΔＩ　ＩＮ２はΔＩ
　ＩＮＩと振幅が同一で極性が逆の電流である。

トランジスタ１１とダイオード１３も同じくカレント・
ミラーとして機能しているため、’Ｆｌ流ΔＩＩＮ”２
がダイオード１３のアノードから流れ出ることによって
、Ｉ４はこのΔＩ　１８２の２分の１に等しい電流の分
だけ減少し、また、Ｉ２はこのΔｌｌＮ２の２分の１の
電流の分だけ増加する。

工３の増加とＩ２の増加とによって、導体４の電圧ｖ２
が低下させられる。また、Ｉ１とＩ４の減少によって電
圧Ｖｌが上昇させられる。カレント・ミラーやトランジ
スタ１０と１１とが交叉接続されている結果、差動動作
の伝達関数は線形関数となっている。

以上の、差分入力電流に関する第１図の回路の動作につ
いての解析は、トランジスタ１４及び１５のベースに印
加されている導体１６上のバイアス電圧ＶＯが、次の式
で与えられることを示すものである。

Ｓ この式（１）は、単にダイオード１７と１８の夫々の両
端子間の電圧降下を加え合せた和を表わしているに過ぎ
ない、これと同じ大きさの電圧ＶＯが、トランジスタ１
４のベース−エミッタ間接合とダイオード１２とを接続
したその両端間に生じており、それは以下の式で表わさ
れる。

ｓ この式（２）において、第１項はトランジスタ１４の、
エミッタに対するベースの電圧を表わしており、第２項
はダイオード１２の両端子間の順方向電圧降下を表わし
ている。

式（１）及び式（２）の夫々の右辺を等式化することに
より、次の式が得られる。

一 る、従って、電流Ｉ３は次の式で与えられる。

ｉ３＝α　（Ｉｌ　　＋ΔＩ　　ＩＮＩ　　）この式（
３）の左辺の真数部分を自乗してそれを凹穴の右辺の真
数部分と等式化し、更に同類項をまとめることにより次
の式が得られる。

Ｉ　１２＋　Ｉ　ｌΔＩ　１１ −　Ｉ　ｏ２＝　０ この式（４）の二次方程式の解を求めることにより以下
の式が得られる。

この式（６）の１１に式（５）を代入することにより次
の式が得られる。

第１図の回路は完全に対称形であるため、電流Ｉ２につ
いての式は、ΔＩ　１８１がΔＩ　Ｉ８２に替えられる
他は、電流１１についての式と全く同一である。従って
次の式が得られる。

既に説明したように、トランジスタｌＯは電流１１とΔ
Ｉ　ＩＮＩとの和を制御電流とするカレント・ミラーの
出力トランジスタとして機能してい更にまた、これも対
称性ゆえに、電流Ｉ４についての式は、ΔＩ　ＩＮＩの
替わりにΔＩ　Ｉ１１’が用いられることを除いて電流
Ｉ３についての式と全く同一となり、従って次の式が得
られる。

第１図の回路の差動利得ＲＤＩＦＦは、次の式により定
義される。

電圧Ｖ１は、単に、抵抗Ｒにトランジスタ１４のコレク
タを流れる電流と電流Ｉ４との和を乗じた積を、電圧Ｖ
ｃｃから減じたものに等しい。トランジスタのコレクタ
電流はＩ１であるから、電圧ｖ１は次の式で表わされる
。

この式（１１）へ、式（９）と式（１０）とを代入する
ことによって次の式が得られる。

（９）　　　Ｖｌ　　＝Ｖｃｃ−（ａｌｌ　　＋ｌ４）
Ｒ同様にして電圧Ｖ２を表わす式も、工１の替わりＩ２
．またＩ４の替わりにＩ３が用いられることを除いては
Ｖｌを表わす式と同一であり、従って次の式が得られる
。

更にこの式において、Ｉｌには式（５）を、Ｉ２には式
（７）を、Ｉ３には式（６，１）を、Ｉ４には式（８）
を夫々代入することにより、次の式が得られる。

（１３）　　　ＲＤＩＦＦ＝（ＸＲ （１０）　　　Ｖ２　　＝Ｖｃｃ−（ａＩ７　　＋Ｉ：
ｌ　　）Ｒ第４Ａ図は、第１図の回路における、ＶＩＮ
ＶＩ８２．　　Δ　Ｉ　　１８１　　、　　Δ　Ｉ　　
Ｉｎ２　　、　　Ｉ　　＋　　、　　Ｉ　　２　　。

Ｉ３．Ｉ４．Ｖｌ、及びｖ２の夫々の波形を示している
。第４Ａ図の場合には、図示されているよ３なＶ＋ｓ＋
及びＶＩ８２（７）波形によッテ、　ＶＩＮＩ　カらＶ
　１８２を減じた差分入力電圧が発生されており、それ
により、端子２７と２８との間に６ボルトの差分パルス
が発生されている。この結果生じた、絶縁コンデンサ２
５及び２６を流れる電流パルスが、ΔＩ　１８１及びΔ
Ｉ　＋８２の波形として示されている。それらの電流パ
ルス波形においては。

Ｖ　１８１ないしＶＩ８２の各々の立上りエツジによっ
て、持続時間が６ナノ秒で大きさが０．５ミリアンペア
のパルスが発生されており、一方、Ｖ　１８１ないしＶ
ＩＮ２の各々の立下りエツジによって、持続時間が６ナ
ノ秒で大きさが０．５ミリアンペアの負の方向のパルス
が発生されている。

ＩＩの波形は、０．５ミリアンペアの中間レベル４１か
ら０．３ミリアンペアのレベルへと降下する負の電流パ
ルス４０を示している。また、ΔＩＩＮ＋の第２番目の
パルス４３によって、正の方向へ変化する電流パルス４
２が発生されており、このとき工１の波形は０．５ミリ
アンペアから０．８ミリアンペアへ変化している。これ
らのパルス４０とパルス４２の振幅が異なっているのは
、トランジスタ１０と１４、並びにダイオード接続され
たトランジスタ１２の特性が非線形であることに起因し
ている。

同様にして、第４Ａ図のＩ２の波形は、ΔｌｌＮ２波形
の電流パルス４５に応答して発生する、正の方向へ変化
する電流パルス４４を示している。この電流パルス４４
は、ΔｌｌＮ２のＴＬ流パルス４７に応答して発生する
負の方向へ変化するパルス４６より振幅が大きい。

以上の結果生じるＩ３とＩ４の波形は、互いに逆方向の
、振幅の等しくないパルスを含むものとなっている。Ｉ
３のパルス４８は０．５ミリアンペアから０．８ミリア
ンペアへ変化するパルスであり、またパルス４９は０．
５ミリアンペアから０．３ミリアンペアへ降下するパル
スである。

工４の電流パルス５０は０．５ミリアンペアから０．３
ミリアンペアへ降下するパルスであり、またパルス５１
は、０．８ミリアンペアまで上昇するパルスである。Ｖ
ｌのパルス５２はＶｃｃマイナス１ボルトから、Ｖｃｃ
マイナス０．６ボルトへと上昇するパルスである（ここ
では、Ｖｃｃは＋５．０ボルト、Ｒは１０００オームで
ある）。

Ｖｌのパルス５３は、Ｖｃｃマイナス１ボルトからＶｃ
ｃマイナス１．６ボルトへ降下するパルスである。Ｖ２
のパルス５４はＶｃｃマイナス１．０ボルトからＶｃｃ
マイナス１．６ボルトへ降下するパルスであり、またパ
ルス５５は、Ｖｃｃマイナス１．０ボルトからＶｃｃマ
イナス０．６ボルトまで上昇するパルスである。

差分出力電圧の値はＶｌマイナスｖ２であり、これは、
パルス５２と５４に関しては＋１．０ボルトに等しく、
またパルス５３と５５に関しては−１，０ボルトに等し
い、従って、種々の内部電流が互いに大きさが異なり方
向が逆であるにもかかわらず、差動出力電圧パルスは振
幅が互いに等しい逆方向のパルスとなっている。

第４Ｂ図は、第４Ａ図に示されているものと同じ電圧及
び電流を示すものであるが、ただし、第４Ａ図のＶ　Ｉ
Ｎ＋及びＶＩ８２の３ボルトの差動信号が、５００ポル
ト／マイクロ秒の上昇速度を持つコモン・モード過渡入
力電圧の上に重ね合されているという点が異なっている
。更に詳細に説明すると、第４Ｂ図においては、３ボル
トのＶ　ＩＮ＋パルス６０が、５００ボルト／マイクロ
秒でトガして行くコモン◆モード過渡電圧６２の」二に
重ね合されていると共に、−３ボルトのＶＩＮ２パルス
６１も、同じくそのコモン・モード過渡入力電圧６２の
上に重ね合されている。ΔＩ　ＩＮ＋とΔＩ　１８２の
波形は第４Ａ図に示されているものと同様であるが、た
だし第４Ｂ図では、それら′電流パルスΔＩ　ＩＮ＋と
ΔＩ　Ｉｎ２の双方が、引用符号６３で示されている０
、５ミリアンペアのレベルの−Ｈに重ね合されている点
が異なっている。

以上の結果として生じる負方向の１１パルスは０．３ミ
リアンペアから０．２ミリアンペアへと変化するパルス
となっており、また、この１１の正方向パルスは０．３
ミリアンペアから０．５ミリアンペアへと変化するパル
スとなっている。これらの工１パルスは第４Ｂ図では＠
４Ａ図のものより振幅が小さくなっているが、それは、
０．５ミリアンペアのコモン・モード電流がこの電流検
出増幅器の入力インピーダンスｒｅを減少させているか
らであり、そのことによって、第４Ａ図と比較して第４
Ｂ図の１１パルスの方が小さくなっている。同様にして
、Ｉ２の正方向パルスは０．３ミリアンペアから０．５
ミリアンペアへ変化するパルスとなっており、またＩ２
の負方向パルスは０．３ミリアンペアから０．２ミリア
ンペアへ変化するパルスとなっている。Ｉ３の波形の−
Ｌ値、中間値、及び下値は、夫々１．２ミリアンペア、
０．８ミリアンペア、及び０．５ミリアンペアとなって
いる。Ｉ４の波形の上値、中間値、及び下値もそれらと
同じ値となっている。■１とＶ２の波形は、第４Ａ図に
示されているレベルから下方へ０．１ボルトだけシフト
された波形となっているが、■１から■２を減じた差分
出力電圧は第４Ａ図と第４Ｂ図とで全く同一となってい
る。即ち第４Ｂ図では、両差動入力電圧は、５００ポル
ト／マイクロ秒で上昇するコモン・モード過渡電圧６２
の上に重ね合されているが、その事実にかかわらず、差
分出力電圧は同一となっているのである。

従って、電流検出増幅器１の小信号動作における利得は
、抵抗器２２と２３のいずれもがＲという抵抗値を持つ
とき、αＲに等しい、ダイオード１２及び１３の抵抗値
が著しい非線形性を有することを考えるならば、この利
得の線形性は瞠目すべきものがある・ 入力導体２と３の大きなコモン・モード′ＩｆＩＩｉ。

に対して応答する際の、電流検出増幅器１の内部動作を
より容易に理解するために、各々がΔＩ　ＩＨ（ｃｏｍ
ｍｏｎ　ｍｏｄｅ）に等しい、大きな値のΔＩ　１８１
とそれに等しい値のΔＩ　１８２とが、導体２及び３を
流れているものと仮定することにする。この場合、この
回路は人力導体２と３とに関して対称形であるため、Ｖ
】とｖｌの双方は互いに同方向へ同じ大きさの振幅で変
化することになる。いずれのトランジスタもコモン・モ
ード入力電流ΔＩ　＋＋（ｃｏｍｍｏｎ　ｍｏｄｅ）に
よってそのトランジスタの飽和領域へ追い込まれること
のないようにこの回路が設計されている限りは、第２図
の等価回路はトランジスタ１２及び１４から成る回路を
正確に等価表示しており、またこれと同じ等価回路によ
ってトランジスタ１５及びダイオード１３を等価表示す
ることができる。ΔＩ　＋ｎ（ｃｏ＋＊ｍｏｎｍｏｄｅ
）の入力によりｖｌはある量だけ増加しようとするが、
しかしながら、ΔＩ　ＩＮ（ｃ０１１１１０１１ｍｏｄ
ｅ）とＲ１との積に極めて近い量だけ増加しようとする
のではなく、なぜならば、ダイオード１２の順方向抵抗
の抵抗値がΔＩ　ＩＮ（ｃＯＩＩＩＩＯＩＩ　ｍｏｄｅ
）に逆比例するからである。

第１図の回路のコモン・モード利得ＲＣＯＭ　ＭＯＤＥ
は、次の式で定義される。

ここで、ΔＩ　Ｂ（ｃｏｍｍｏｎ　ｍｏｄｅ）　＝Δｌ
１１１＝Δ　ｌｌ８２ である。

この場合、第１図では回路が完全に対称形であることか
ら、ｖｌとｖｌの双方は互いに等しい値を持つことにな
り、従って式（１４）は、一方の出力電圧、例えばＶｌ
についてだけ式を立てれば良い。式（１４）の分子は、
ｌ）ΔＩ　ＩＮ＋及びΔｌｌＮ２がＯであるときの■１
の値と、２）ΔＩ　１８１及びΔＩ　１８２が共にΔＩ
　ＩＮ（ｃ０１１１１０１１ｍｏｄｅ）であるときのＶ
ｌの値、以上の２つの値の間の差を表わしている。ｖｌ
に式（９）を代入すると次の式が得られる。

（１５）　　　ＲＣＯＭ　　ＭＯＤＥ −２ＩＯＲ＋αＩＩ　　Ｒ＋Ｉ４　　ＲΔＩ　ＩＮ（ｃ
ｏｍｍｏｎ　ｍｏｄｅ）Δ　Ｉ　　＋　Ｎ（ｃｏａ＋ｍ
ｏｎ　　ｍｏｄｅ）１１と工４に、夫々、式（５）と式
（８）とを対する割合の形で代入することによって、Δ
ＩＩＮ代入することにより次の式が得られる。

ＲＣｏｎ　　ＭＯＤＥ Δ　Ｉ　　＋Ｎ（ｃｏａｍｏｎ　　ｍｏｄｅ）ここで、
ΔＩＩＮＩ”ΔＩ　１８２ ＝　Δ　Ｉ　　＋Ｎ（ｃｏｍ鳳ｏｎ　　ｍｏｄｅ）であ
る。

コモン拳モード・リジェクションφレシオＣＭＲＲは次
の式により定義することができる。

第４Ｂ図は、第１図の電流検出増幅器へコモン・モード
入力がある場合の、第４Ａ図の波形を示している。

式（！７）へ、ΔＩ　１８１の様々な値を、ＩＯに（ｃ
ｏ＋＊ｓ＋ｏｎ　ｍｏｄｅ）が０．１１ｏより不さし）
ときにはＣＭＲＲは４０を超える高い値を持つことが分
る。

第５図は、シミュレーションにより得られた第１図の回
路のＣＭＲＲ（コモン・モード・リジェクションφレシ
オ）を、ΔＩ　１８１とＩＯとの比の値の関数として示
している。このＣＭＲＲはコモン・モード入力電流が小
さな値のときには極めて高い値を持つことが同図から分
る。

第１図の回路では、その電圧対電流の差動利得が線形性
を有しており、しかもそのコモン・モード・リジェクシ
ョンがかなりの大きさのものとなっているが、これは極
めて驚嘆すべきことであると考えられる。

第１図の回路の差動利得は、抵抗の値Ｒを変更すること
によっても、或いは、種々のトランジスタやダイオード
接続されたトランジスタのエミッタ面積比を調節するこ
とによっても、調整することができる６例えば、ダイオ
ード１２及び１３のエミッタ面積をトランジスタ１０及
び１１のエミッタ面積の２倍の面積とすることにより、
回路全体の利得はＲ／２になる。この場合、トランジス
タ１０並びに１１を流れる静止特電流は工０／２となり
、そのため過渡コモン・モード入力電流によってバイア
ス用の導体１６に生じる外乱はより小さくなり、しかも
この導体は５２オームという小さなインピーダンスを介
して接地されている。

以上に説明した電流検出増幅器では、その入力インピー
ダンスが、順方向バイアスされているベース−エミッタ
接合のインピーダンスと等しくなっている。このインピ
ーダンスは、コモン・モード電流が端子２及び３に流入
している場合であっても、また、入力端子２及び３から
流出している場合であっても、そのコモン・モード電流
の振幅が増大するにつれて減少する。即ち、コモン・モ
ード電流が端子２及び３に流入している場合には、ダイ
オード１２と１３を流れる電流が増加するために、それ
らのダイオードのインピーダンスが減少する。また、コ
モン・モード電流が端子２及び３から流出している場合
には、トランジスタ１４及び１５のエミッターベース接
合を流れる電流が増加するために、それらのＩ・ランジ
スタのエミッタ・インピーダンスが低下するのである。

第１図の回路の更なる利点は、入力導体２及び３の漂遊
容量が電流信号を分路して減衰させてしまうことがない
点にあり、それは、その容量性インピーダンスが、トラ
ンジスタ１４の小さなエミッタ抵抗とダイオード１２の
小さな順方向抵抗とが並列に接続された抵抗の値と比較
して、大きなインピーダンスとなっているからである。

帯域幅は、Ｒの値が小さいときには、略々αの帯域幅（
即ち１０メガヘルツ以上）となることを期待できる。Ｈ
の値が更に大さい場合には、帯域幅はＲと出力部の節点
における容量とによって形成される極点がその限界とな
る。

コモン・モード入力電流と差動入力電流とについての以
上の解析は、以上に説明した増分電流ΔＩＩ旧並びにΔ
Ｉ　ＩＮ２がＤＣ電流であっても。

同じように成り立つことに注意されたい、用途によって
は、絶縁バリア働コンデンサ２５と２６を、抵抗器、光
カブラ、或いはその他の電流伝達素子に替えることも可
能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明の実施例の回路図である。 第２図は、第１図の回路の入力段の小信号等価回路図で
あり、第１図の回路の動作を理解を助けるための図であ
る。 第３図は、バイポーラ・トランジスタに替えて電界効果
トランジスタを使用していることを除いては第１図の実
施例と同様の構造の実施例の１回路図である。 第４Ａ図及び第４Ｂ図は、第１図の回路の動作の説明を
助けるための１種々の波形を示すタイミング・ダイアグ
ラムである。 第５図は、第１図の回路の、ＩＱに対するΔＩ　１８１
の比の値に対する。コモン・モード会リジェクション・
レシオの値のグラフである。 尚、図中、 １・・・・・・電流検出増幅器、 ２．３・・・・・・絶縁コンデンサ（絶縁バリア）、４
・・・・・・出力導体（第２出力端子）、５・・・・・
・出力導体（第１出力端子）、１０・・・第３トランジ
スタ（第１カレント・ミラーの出力トランジスタ）、 １１・・・第４トランジスタ（第２カレント拳ミラーの
出力トランジスタ）、 １２・・・ダイオード（ダイオード接続されたトランジ
スタであって第１カレント・ミラーの制御トランジスタ
）、 １３・・・ダイオード（ダイオード接続されたトランジ
スタであって第２カレント・ミラーの制御トランジスタ
）、 １４・・・第１トランジスタ、 １５・・・第２トランジスタ、 １６・・・導体、 １７．１８・・・ダイオード、 １９・・・定電流源。 ２２．２３・・・負荷抵抗器、 ２７・・・入力導体（第１入力端子）、２８・・・入力
導体（第２入力端子）。 （外４名）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１入力端子及び第２入力端子と第１出力端子及び
   第２出力端子とを有する電流検出増幅器であって、 （ａ）バイアス電圧を発生するためのバイアス電圧回路
   と、 （ｂ）そのベースが前記バイアス電圧を受取るように接
   続され、そのコレクタが前記第１出力端子に接続され、
   そのエミッタが前記第１入力端子に接続された第１のト
   ランジスタと、 （ｃ）そのベースが前記バイアス電圧を受取るように接
   続され、そのコレクタが前記第２出力端子に接続され、
   そのエミッタが前記第２入力端子に接続された第２のト
   ランジスタと、 （ｄ）前記第１トランジスタのコレクタと前記第２トラ
   ンジスタのコレクタとに夫々接続された第１の負荷デバ
   イス及び第２の負荷デバイスと、（ｅ）前記第１入力端
   子から第１の入力電流を受取るための制御端子と、前記
   第２出力端子に接続された出力端子とを有する第１のカ
   レント・ミラーと、 （ｆ）前記第２入力端子から第２の入力電流を受取るた
   めの制御端子と、前記第１出力端子に接続された出力端
   子とを有する第２のカレント・ミラーと、 を含んでいることを特徴とする電流検出増幅器。 ２、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタが
   バイポーラ・トランジスタであり、更に、前記第１カレ
   ント・ミラーが、前記第１入力端子と第１の基準電圧導
   体との間に接続された制御トランジスタと、そのベース
   電極が前記第１入力端子に接続され、そのエミッタが前
   記第１基準電圧導体に接続され、そのコレクタが前記第
   ２出力端子に接続された出力トランジスタとを含んでお
   り、更に、前記第２カレント・ミラーが、前記第２入力
   端子に接続された制御トランジスタと、そのエミッタが
   前記第１基準電圧導体に接続され、そのベースが前記第
   ２入力端子に接続され、そのコレクタが前記第１出力端
   子に接続された出力トランジスタとを含んでいることを
   特徴とする請求項１記載の電流検出増幅器。 ３、前記バイアス電圧回路が、第１の端子に接続された
   電流源と、そのアノードが前記第１端子に接続された第
   １のダイオードと、そのアノードが前記第１ダイオード
   のカソードに接続され、そのカソードが前記第１基準電
   圧導体に接続された第２のダイオードとを含んでいるこ
   とを特徴とする請求項２記載の電流検出増幅器。 ４、前記第１入力端子と前記第２入力端子とに夫々接続
   された第１絶縁コンデンサと第２絶縁コンデンサとを更
   に含み、前記第１入力電流と前記第２入力電流とが、夫
   々前記第１絶縁コンデンサを流れる増分電流と前記第２
   絶縁コンデンサを流れる増分電流とであることを特徴と
   する請求項３記載の電流検出増幅器。 ５、前記第１絶縁コンデンサと前記第２絶縁コンデンサ
   とが、各々、約１ピコファラドの容量を有することを特
   徴とする請求項４記載の電流検出増幅器。 ６、（ａ）第１トランジスタ及び第２トランジスタと、 （ｂ）夫々前記第１トランジスタのコレクタと前記第２
   トランジスタのコレクタとに交叉接続された出力導体を
   有する第１カレント・ミラー回路及び第２カレント・ミ
   ラー回路と、 （ｃ）前記第１トランジスタのベースと前記第２トラン
   ジスタのベースとへバイアス電圧を印加するための手段
   と、 （ｄ）夫々前記第１トランジスタのコレクタと前記第２
   トランジスタのコレクタとに接続された第１負荷デバイ
   ス及び第２負荷デバイスと、（ｅ）前記第１トランジス
   タのエミッタと前記第２トランジスタのエミッタとを、
   夫々、前記第２カレント・ミラー回路の制御入力と前記
   第１カレント・ミラー回路の制御入力とに接続するため
   の手段と、 を含んでいることを特徴とする電流検出増幅器。 ７、低い入力インピーダンスと、差動利得の高度の線形
   性と、１より大きいコモン・モード・リジェクション・
   レシオとを得る方法であって、（ａ）第１トランジスタ
   のベースと第２トランジスタのベースとへバイアス電圧
   を印加するステップと、 （ｂ）その電流値に差がある第１入力電流と第２入力電
   流とを、第１カレント・ミラー回路の制御入力と第２カ
   レント・ミラー回路の制御入力とへ入力させるステップ
   と、 （ｃ）前記第１トランジスタのエミッタと前記第２トラ
   ンジスタのエミッタとから、夫々前記第１カレント・ミ
   ラーの前記制御入力と前記第２カレント・ミラー回路の
   前記制御入力とへ、夫々第１電流と第２電流とを導くス
   テップと、 （ｄ）前記第１カレント・ミラー回路の出力と前記第２
   カレント・ミラー回路の出力とに、夫々第３電流と第４
   電流とを発生させるステップと、（ｅ）前記第１電流と
   前記第４電流とを第１負荷デバイスに流すことによって
   第１出力電圧を発生させ、且つ、前記第２電流と前記第
   ３電流とを第２負荷デバイスに流すことによって第２出
   力電圧を発生させるステップと、 を含んでいることを特徴とする方法。