JPH02147914A - ドップラー測定装置 - Google Patents

ドップラー測定装置

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JPH02147914A
JPH02147914A JP1257627A JP25762789A JPH02147914A JP H02147914 A JPH02147914 A JP H02147914A JP 1257627 A JP1257627 A JP 1257627A JP 25762789 A JP25762789 A JP 25762789A JP H02147914 A JPH02147914 A JP H02147914A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は超音波を反射する粒子を運ぶ流体の流速を測定
するドツプラー測定装置に同する。
［従来の技術］ これに圓する装置が欧州特許出願第０１６６３９２号に
記載されている。この装置は、測定範囲を理論的に茗し
く拡大することができる。しかしながら、この利点を実
際上有用とするには、この公知の装置の感度を著しく高
める必要がある。
従って、前記したようなドツプラー測定装置の感度を＾
め、すなわち信号／ノイズ比を高め、流速の測定におい
て比較的弱い有用信号を考慮できるようにすることが本
発明の目的である。
本発明に従った新しいドツプラー測定装置は、（の　少
くとも２つの隣接する別々の周波数帯域の周波数スペク
トルを有する周期的シーケンスの送信パルスを所定のパ
ルス繰返しレートで生成する送信機手段と、 ０　送信機手段に接続されて前記送信パルスを受信し、
それがトランスジューサ手段を励起して対応する超音波
パルスを生成し、流体、従って流体により運ばれる粒子
を照射して少くとも２群の対応するエコー波を生成し、
前記エコー波は超音波トランスジューサ手段により受信
され対応するエコー信号として送出される超音波トラン
スジューサ手段と、 （ｃ）　超音波トランスジューサ手段に接続され、入力
端、出力端及び超音波トランスジューサ手段からエコー
信号を受信し別々の各信号処理径路内の隣接する別々の
周波数帯のエコー信号を処理してドツプラー情報を生成
する別々の信号処理径路を有する受信機手段と、 ゆ　受信機手段の出力端に接続され受信器手段から受信
するエコー信号を評価して流体の流速を決定する評価回
路手段、 を具備している。
本発明に従ったドツプラー測定ａβにより感度が著しく
高められる。これは、異なる流速ゾーンを異なるカラー
で表示する、カラーフローマツピングにおいて非常に有
利である。感度が高められることにより、例えば、血管
内のフロー状態の精密な細分割、従って明確な表示が容
易になる。本発明に従って、より詳細には、送信される
超音波パルスの大部分のエネルギは各周波数帯に対する
独立径路にある受信器によりエコー信号が処理される場
合の周波数帯にＭ密に集中するために感度が高められる
。
［実施例］ 第１図は超音波を反射する粒子１２を運ぶ流体１１の流
速を測定するドツプラー測定装置の略ブロック図である
。、流体１１は、例えば、血管中を流れる血液とするこ
とができる。このような装置の原理はＤＥ−Ｏ８ＤＥ−
Ａ−２４０６６３０及び対応するＬＩＳ−Ａ−３９１４
９９９に記載されている。この公知の原理に従って、例
えば、管１３中を流れる流体１１はトランスジューサ１
４から送出される少くとも２つの連続超音波パルスによ
り照射され、反射器からのエコー例えば、超音波ビーム
に沿った流体内の粒子が対応するドツプラー周波数偏移
を伴って同じトランスジューサ１４により受信され、第
１及び第２の送信パルスの等走行時間のエコー間の位相
差から、エバルエ・−夕１８による適切な信号処理によ
り振幅の経時変動が検査する断面内の流体の速度プロフ
ァイルに対応する出力信号が生じる。
第１図に示すように、装置は超音波トランスジューサ１
４、送信機１５、受信器１６、マスタータイミングユニ
ット１７及びエバルエータ１８を具備している。
トランスジューサ１４は所定のパルス繰返レートでトラ
ンスジューサ１４へ供給される対応する送信パルスに応
答して、仮想１１１１７で示す方向に流体１１を超音波
パルスで流体を照射する。ｉ−ランスジコーサ１４はま
た、流体内の粒子により反射されるエコー波を受信して
、対応するエコー信号を送出する。トランスジューサ１
４は、例えば、次の技術的特性を有する超音波トランス
ジューサである。
好ましくは、送信周波数は３．ＱＨＨ２領域、セラミッ
クの共振周波数は３．２８Ｈ２、円型セラミックの直径
は１３ｍ。
しラミックの曲率半径は１２０履、 トランスジユーザと短距離フィールド及び長距離フィー
ルド間境界との間の距離は８８ｓ１送信機１５はトラン
スジューサ１４に接続され、送信パルスを発生してトラ
ンスジューサを励起し超音波パルスを出力する。
トランスジューサ１４にも接続されている受信機１６は
、第１及び第２の送信波パルスに応答して、流体内の粒
子により反射される少くとも２群の工］−波に対応する
エコー信号を処理する。隣接する別々の周波数帯がそれ
ぞれ、受信器１６内の別々の信号処理径路２１．２２内
で処理される。
受信機１６の出力に接続されている評価回路１８は受信
機１６から得られるドツプラー情報から流速情報を含む
少くとも一つの出力信号を引き出す。
マスタータイミングユニット１７はドツプラー装置のプ
ログラマブル動作に必要な全てのυ１１１１及びタイミ
ング信号を生成する。従って、ユニット１７は基本的に
はプログラマブルデジタル信号発生器である。タイミン
グユニット１７の主機能は次のようである。
送信パルスの１１間及び持続時間を決定することニヨリ
送信Ｉａ１５ヲ１ＩＩｔｌｌｔル。
受信！１１１６の全てのタイミング信号を送出してそこ
を通る信号流を制御する。
エバルエータ１８のタイミング信号を送出して、そこを
通る信号流を制御する。
本発明に従って、送信ｌｌ１１５はそれが発生する周期
的送信パルスシーケンスの周波数スペクトルが第２図に
示す隣接する別々の周波数帯３１．３２からなるように
考案されている。送信パルスはパルス繰返レートＰＲＦ
で周期的に送信されるため、送信信号の周波数スペクト
ルは第２図に示し且つＰＲＦのグレーチングを有する周
波数ライングレーヂングからなっている。第２図からお
判りのように、送信信号の周波数スペクトルの形状は大
部分の送信エネルギがこれらの周波数帯内の２つの周波
数ｆ　及びｆ２の周りに集中するようにされている。
第２図に示される２つの周波数帯は互に非常に接近して
いるので、これらの周波数帯を有する送信波は、同一の
トランシーバにより照射されるのに適する。さらに、こ
れらの周波数帯が互いに非常に接近しているという事実
によれば、送信される波が組織を通るために生じる減衰
は、２つの周波数帯で実質的に同じである。例えば、第
２図に示す周波数ｆ、ｆ、ｆ２は次の値を有する：ｆｏ
＝３．２ＨＩＩｚ　５Ｆ１−２．９５ＭＨｚ　％Ｆ２　
＝３　、　４５ＨＩＩｚ　　。
第２図に示すように、本発明に従って、好ましくは大部
分の送信エネルギは２つの隣接周波数帯３３．３４内に
集中され、ｆｏは周波数帯間の境界を定め、ｆｌは周波
数帯３３の中央周波数であり、ｆ２は周波数帯３４の中
央周波数である。
周波数ｆ　と１２間の分離は周波数間隔Δｆとして定義
される。ｆ　及びｆ２はｆ。に対して対称であるため、
ｆ２−ｆｏ−ｆｏ−ｆｌ−Δｆ／２となる。
第３図は２つの連続送信パルス３５．３６の例を示す。
このようなパルスの送信シーケンスは第２図に従った送
信スペクトルを為している。各パルス３５．３６は主と
して周波数ｆ。の矩型信号からなり、周期下。のこのよ
うな信号の一つの発振周期は１／ｒｏとされる。送信パ
ルスの￥ｆ続待時間Ｔ　であり、例えば、６■Ｓである
。連続送信パルス間の分１１１Ｔ、は、例えば、２５０
ｍ５であり、４ＫｌＩＺのパルス繰返レートに対応する
。トランスジューサに与えられる送信パルスは、例えば
、５０Ｖと１００Ｖ間の電圧を有する。
第３図からお判りのように、各送信パルスは信号がその
中心に位相反転の生じる場所３７を有するために周期的
矩型信号から逸脱している。このような位相反転は送信
パルスの周期的シーケンスが第２図に示す周波数スペク
トルを有するのに必要である。
第１９図及び第２０図に本発明に従った他の２つの送信
パルスを示す。第１９図の送信パルスは各々が第３図の
送信パルス３５パターンを有づる３つの送信パルス要素
からなっている。第２０図の送信パルスは第３図に示す
パルス３５パターンを有する２つの完全な送信パルス要
素とこのような要素の始終端からなっている。
第２０図のパルスが含んでいる完全送信パルス要素は３
つよりも少いため、第１９図のパルスよりも持続時間が
短い。第２０図からお判りのように、送信パルスは送信
パルス要素の任意所望の側面で開始することでができる
。
第１９図及び第２０図の送信パルスは各々が第３図の位
相及転位Ｎ３７に対応する位相反転位置１８１〜１８５
を有し、位相反転位置１８２．１８４は２つの信号パル
ス要素の結合により生じる。
実際上、第１９図及び第２０図の送信パルスはそれ自体
が連続的で周ｌｊ的に分布された位相反転位置を有する
信号のタイムセグメンテイングにより生じる。
第２１図は第１９図及び第２０図に示す波形を有する一
連の送信パルスの周波数スペクトルの線図である。図解
を簡単にするために、第２図のような周波数スペクトル
を形成する、周波数線ラスターの包絡線のみを示しであ
る。各々が一つの送信パルス要素しか含んでいない一連
の送信パルスに対する第２図の送信スペクトルと、各々
がいくつかの要素を含む一連の送信パルスに対する第２
１図の周波数スペクトルとを比較すれば、第１９図及び
第２０図に従ったパルスを使用して、第２図と同じ間隔
Δｆの周波数ｆ　及びｆ２の周りの比較的狭い周波数帯
内に送信超音波エネルギーを一層強烈に集中させること
ができる。
第２図と同様に、Δｆはｆ　と１２間のスペースを示す
。
第１９図に示すように、位相反転位置の周期すなわち類
似の位置反転位置間の時間周期−は２／ΔｒのＴ　　、
Ｔ　　を有している。こｕ れは第２０図に従った送信パルスにも加えられる。
位相反転位置は第１９図及び第２０図に示す種類のパル
スの正規の時間間隔Ｔ　　−Ｔ、／２で配列しなければ
ならない。
送信信号が持続時間■。の一連の送信パルス形状であり
、且つ第１９図及び第２０図の場合のように、Ｔ　が王
、よりも遥かに大きい場合には、その中の位相反転位置
に対する送信パルスの始終位置は重要ではない。
好ましくは、パルス持続時間ＴＯは位相反転位置周期Ｔ
ｕよりも大きい。第２図に従った送信信号のスペクトル
を保証するために、Ｔ　は王、よりも大きくなければな
らない。ＴＵに対してＴＩ）が大きい程、送信信号の周
波数スペクトル内の側波帯中心周波数ｆ１及び１２周り
の送信エネルギの集中が大きくなる。
第４図は第１図に示す送信機１５の第１の実施例を示す
。本実施例は主としてデジタルユニットからなっている
。送信機回路はタインミングインターフェイス４１、タ
イミングユニット４２．２鯛のシフトレジスタ４３．４
４及び出力が第１図のトランスジューサ１４に接続され
ている電力増幅器４５を含んでいる。第４図の回路は第
３図に示す種類の送信パルスを発生し、送信パルスの送
信周期シークンスは第２図の周波数スペクトルを有して
いる。
必要な信号が１１３９．５６．６１及びアドレスバス４
６及びデータバス４７を介してインターフェイス４１へ
与えられる。インターフェイス４１は各［１４８，４９
を介してレジスタ４３．４４へ接続されている。レジス
タ４３．４４の出力はそれぞれ増幅器４５の各入力へ接
続されている。ユニット４２はｌ！５１〜５３を介して
第１図に示すマスタータイミングユニット１７へ接続さ
れている。ユニット４２はまた［ｉ！５６を介してイン
ターフェイス４１に接続され、且つ線５４．５５を介し
て各レジスタ４３．４４に接続されている。
レジスタ４３．４４は同じ構成であり、対応する接続を
有しているが異なる相補的バイトをロードされる。
第５図は第４図のレジスタ４３の線図である。
第５図に示すように、レジスタ４内の４バイト（！Ｊ）
６５〜６８が対応するバス６１〜６４を介してレジスタ
４３ヘロードされる。これらのバイトの内容を第５図の
レジスタ４３の記憶ヒル内にホす。
第４図から判るように、各レジスタ４３．４４はその出
力から入力への帰還を有している。後記するように、こ
の特徴は第４図に送信機回路の簡便な動作にとって重要
である。もう一つの重要な点はレジスタ４３．４４の内
容が相補的であることである、すなわち１０１０１０が
レジスタ４３内に記憶され０１０１０１がレジスタ４４
内に記憶されることである。
第４図及び第５図の送信機回路の動作を第６図の信号図
を参照として説明する。
インターフェイス４１はユニット４２及びレジスタ４３
．４４をプログラムするのに有効である。
このため、インターフェイス４１はそれぞれバス４６．
４７を介してアドレスを得、且つ線３９を介して、第６
図の関連するストローブ信号７２を第１図の主システム
のデコードされたマイクロプロセッサバスから得る。信
＠７２はレジスタ４３゜４４へのバイトのローディング
を開始するタイミング信号である。レジスタ４３．４４
内のバイトの臼−ディングのタイミングをとるために、
インターフェイス４１はＩ！５１．５６を介してさらに
信号７１を受信する。意図するバイトのローディングは
信号７１が図示づる状態を有する時間期間１７１でのみ
可能である。意図するバイトのレジスタ４３．４４への
ローディングのタイミングをとるために、信号７１に応
答してユニット４２内にもう一つの信号７３が発生され
、それぞれ線５４．５５を介してレジスタへ与えられる
。また、ユニット４２は線５２を介してタイミング信号
を受信し、ユニット４２は対応するタイミング信号７４
を発生しそれは線５４．５５を介して各レジスタ４３．
４４へ与えられる。
第６図に示すように、レジスタ４３．４４へロードする
時間間隔７１は時点１７２及び１７３間に延在しており
、その各時点において信号７１゜７３の状態変化がある
。期間１７１の後でレジスタ４３．４４内にシフトが生
じ、シフトは時点１７４においてタイミング信号７４の
次の面側面で開始する。このシフトにより、レジスタ４
３．４４の出力に各出力信号７６．７７が生じる。第４
図の電力増幅器４５は出力信号７６．７７間の差を形成
して第３図の所要パターンを有づる送信パルス７８を発
生ずる。
第６図に示すように、レジスタ４３．４４内のシフトイ
ベントは時点１７４から時点１７５へ続く時間１７６中
継続する。期間１７６の持続時間、従って、パルス７８
の持続時間はユニット４２内に存在し且つ時点１７５に
おいてパルス７８の終りをマークする信号７５を変える
カウンタにより決定される。信号７５はＩ！１１５３を
介してユニット４２から第１図のマスタータイミングユ
ニット１７へ送信される。
レジスタ４３．４４は第５図にレジスタ４３に対して示
した横通を有するシフトレジスタである。
第５図に示すように、このような各レジスタは各バイト
に対して４×８記憶セルを有し、インターフェイス４１
により各々が８ビツトを含む４バイトをロードされる。
前記したように、次に３２ビツト長サンプル（送信サン
プル）が増幅器４５の出力ヘシフトされる。レジスタ出
力はその入力ヘルーブバツクされるため、必要なだけシ
フティングを継続することができる。
前記第４図の送信機回路は比較的低置なデジタルユニッ
トにより構成され、動作パラメータを比較的容易に変更
して送信パルスの周波数スペクトルを一層柔軟に案出で
きるために好ましい。しかしながら、第４図に示す回路
の替りに第７図に示すような送信機回路を使用して送信
パルスを発生することができ、後者の回路は主としてＡ
Ｍ変調器と電子スイッチと電力増幅器を具備している。
第７図の送信機回路は次のアナログｍ能ユニットにより
構成されている。周波数ｆ。のキャリア信号を発生する
キャリア周波数発信器８１、及び周波数ｆｌ−Δｆ／２
の変調信号を発生する変調周波数発信器８２、ここにｆ
、は本例において２５０に１１ｚ、第７図の回路は乗算
器８３、制御可能なゲート回路８４及び出力が第１図の
トランスジューサ１４に接続されている電力増幅器８５
により構成されている発信器８１のキャリア信号出力に
は乗算器８３において発振器８２から生じる変調信号が
乗じられて第８図に示す出力信号を発生する。図から判
るように、こうして得られる振幅変調信号は従来のＡＭ
変調によるものである。
この振幅変調信号は線８６を介してゲート回路８４の入
力へ与えられる。第１図の７スタータイミングユニツト
１７により送出されるパルス８８は、特定の時間中ゲー
ト回路８４の人力において振幅変調信号をゲートするた
めに線８７を介してゲート回路８４の第２の入力へ与え
られる。従って、送信パルスが発生し、それは増幅器８
５において増幅された後トランスジューサ１４へ与えら
れる。第７図のパルス８８の持続時間が送信パルスの持
続時間を決定する。
第８図から判るように、ゲート回路８４の入力にお番ブ
る振幅変調波形は周期的な位相及転位ｖ！１８９を有し
ている。第７図のパルス８８と発振器８１．８２により
出力される信号との間の適切な時間関係により、ゲート
回路８４の出力に生じる送信パルスはこのような位相及
転位１’？８９を有している（第３図の送信パルスの場
合）。これにより、トランスジューサへ与えられる送信
パルスが第２図に従った周波数スペクトルを有すること
が保証される。
次に、第９図〜第１５図を参照として、受信機１６の原
理を説明し、その復第１６図〜第１８図を参照として受
診機の実施例を説明する。
流体が超音波パルスにより照射されると、例えば、血管
中を流れる血液の粒子等の、液体とともに移動する構造
がドツプラー効果により受信エコー内に周波数偏移及び
位相偏移を生じる。
公知の原理に従って、超音波ビームに沿った任意の位置
に於ける流速■は２つの異なる時点における位相比較に
より決定される。このため、エコー信号の位相に関する
情報がこのような各時点における受信エコー信号から引
き出される。特定位置のエコー信号ｆ８は次式で表わす
ことができ、ここでω　は２πｆ　、ω　は２πｆ　　
Ｓｆ　　は０　　　　０ｄ　　　　　ｄ。
送信周波数、ｆｄはドツプラー効果により生じるエコー
信号周波数変移である。
ｆｏ−ＣＯ５（ωθ＋ωｄ）を 公知の原理に従って、エコー信号ｆ。は線１５１を介し
て第９図に従った６色復調段へ与えられる。このような
段は、第９図に示す。２個のアブログ乗忰器１５２，１
５３．２個の各ローパスフィルタ１５４，１５５及び（
レーダー技術において移動目標表示装置として知られる
）２個の各定エコーフィルタ１５８，１５７の構成を有
している。これらのフィルタは復調エコー信号の定エコ
ー成分を抑制する。第９図に示すように、エコー信号ｆ
。には乗算器１５２において ＣＯＳ　　ω。を信号が乗じられる。その結果、乗算器
の出力に次式で定義される各出力信号■′及びＱ′が生
じる。
信号ビ及びＱ′をそれぞれフィルター５４．１５５及び
定エコーフィルタ１５６．１５７で濾波した後、第９図
の直角復調段の出力にそれぞれ次の信号■及びＱが送出
される。
１−１／２ｃｏｓ　ωｄｔ　　ａｎｄ　Ｑ＝１／２ｓｉ
ｎ　ωｄｔ超音波ビーム上の特定位置に対してωｄから
流速Ｖを決定するために、少くとも２つの゛超音波パル
スを１／ＰＲＦに等しい時間間隔Ｔ、Ｔ、で送信しなけ
ればならず、ＰＲＦは送信超音波パルスのパルス繰返レ
ートである。従って、エコー信号から送出される２つく
もしくはそれよりも多い）の信号対Ｉ・、Ｑｉが第９図
の直角復調段により形成され、パルス繰返レートでサン
プルされる特定位置のドツプラー信号を表わす。信号対
■１、Ｑ、に基いて、サンプリング毎にψの角度だけ回
転する複素ベクトルＰ、＝Ｉ、＋ｊＱ、を定ｉすること
ができる。ω−ｄψ／ｄｔであるため、ψはωｄに比例
する。第１０図は複素ベクトルＰ。
及びＰ・　、その位相角及びＰ、とＰｉ＋１との闇＋＋
Ｉ　　　　　　　　　　　　　　　　　　＋の位相差を
示１゜ 対の値ｌ・、Ｑｉを使用して、ψの計算から複素ベクト
ルＰｉの方向と回転速度を決定することができる。第１
１図に示す、第９図の受信システムの位相／周波数特性
から判るように、ψは一一定の係数を除けば一検出され
た流速Ｖの測定値であり、サンプリング定理によって定
まる限界±ＶｌａＸ内のその値に対する■の正しい結果
を伝える。
また、対値■・、Ｑｉの各々を参照として、共投複素ベ
クトルＰ”、−１・−ｊＱｌを定義する■ ことができる。
次の複素乗算により、もう一つの複素ベクトルＰを定義
することができ、それを第１２図に示しその位相偏角（
Ｐ）はベクトルＰ１とＰ１＋１間の差角である。（第１
０図参照）。
Ｐ−Ｐ”　、・Ｐｉ＋１ ψ−ａｒｐ（Ｐ） 第１３図に示すように、Ｐの偏角の平均化を次式で示す
和ベクトルＰ、の形成により行えば、ψの計算値の精度
を向上することができる。
Ｐ　＝Σ［ピ・・Ｐｉ＋１］ Ｉ ここに、Ｐ”　−＝１−−ｊＱ−。
ＩＩ　　　　　　　　　１ Ｎが増大するとＰ、が著しく増大するため、信号処理に
Ｐ、の替りにＰと同じ偏角を有し次式で定義される標準
化ベクトルＰを使用するのが有利である。
Ｐ−（Σ［Ｐ”ビＰ、＋、］）／（ΣＩＰ、＋２）Ｎ　
　　　　　　　　　　　　Ｎ Ｐｏを使用してψを見つけ出すことの利点は、個別ベク
トルＰの偏角が平均化されＩＰｏＩが相関に対する測定
となるーすなわち、無ノイズのドツプラー信号に対して
はｌＰｏ１は１となり、相当のノイズが混ったドツプラ
ー信号に対してはＩＰｎｌ＜１となる、ことである。シ
ステムノイズを充分低く維持できれば、ＩＰ、Ｉはテス
ト中の流体の乱流の測定値となる。
第９図の従来の受信システムに対して、測定範囲は次式
で定義されるｖｌａＸの値により決定される。
Ｖ　　　＝（ＰＲＦ）Ｃ／４ｆｏｃｏｓθｌａＸ ここで、 ＰＲＦは（送信パルスの）パルス繰返レートを示し、ｆ
ｏは送信周波数を示し、Ｃはパルスの伝播速度を示し、
θはビームと流れの方向との間の角度を示す。
前記測定範囲は一つの送信周波数のみで作動するシステ
ムに使用するものである。システムが２つの異なる送信
周波数ｆ、ｆ２を使用する場合には、第１４図に示すよ
うに各送信周波数に対して対応する位相／周波数特性ｑ
）１−ｖ及びｑ）２−■を決定することができ、このよ
うな各周波数に対する測定範囲は■１ｌｌａｘに対して
後記する式により定義さる。
第１４図に示す２つの位相／周波数特性に対してＰＲＦ
、ｃ及びＣＯＳθは同じである。そこから明らかなよう
に、このような特性の比較において、−すなわち、２つ
の特性間の差を形成すると−Ｖ−Ｏに対しては正確にゼ
ロでＶと共に増大する差角Δψ−ψ　−ψ１を定義する
ことができ、増加は十Ｖに対しては正であり一■に対し
ては負となる。極大値ｖｌａｘを越えると、Δψはψ１
及び（ｐ２よりも遥かに小さくなるｏ’ｌ’２もしくは
ψ１の替りにΔψが見つかると、前者の角度は■　　　
や■　　　よりも遥かに大きい■の埴ｌａｘ　１　　　
ｗａｘ　２ においで限界値ＶＩｌａＸに達する。Δψの位相／周波
数特性に対して、次式により臨界値が定義されることが
判る。
■□、−（ＰＲＦ）Ｃ／４　（ｆ２−ｆｌ）この式はｆ
　と１１間の差がゼロに近ずくと限界値■、ａｘが理論
上無限大に向うことを示している。実際の構成において
、例えば、一つの送（Ｆｉ周波数を使用するシステムの
一つの位相／周波数特性ψ−Ｖに対してｖｌａｘは５倍
増大するのが現実的である。
第１５図の位相−周波数特性ψ　、ψ２及びΔψの表現
から測定範囲のかなりの増大が明白である。範囲をこの
ように拡張するには受信機に２つの信号処理径路が必要
であり、一方の径路は周波数ｆ１の送信パルスに対応す
るエコーを処理し他方の径路は周波数ｆ２の送信径路に
対応するエコーを処理する。
この種の２ヂセネルシステムは本発明に従って第１図の
受信機１６に設けられる。
第１６図は第１図に示ず受信機１６の信号処理径路２１
．２２の実施例のブロック図である。
第２図に示１ように、送信信号の周波数スペクトルはＰ
ＲＦのゲーティング距離を有する周波数線ゲーティング
からなっている。不要な側波帯の抑制は、例えば、１２
　ｄ　１３である。
これは４倍に対応する−すなわち、周波数ｆ　及びｒ２
におけるエネルギ量はそれぞれｆ２＋Δｆ及びｆｌ−Δ
ｆにおけるエネルギ量よりも１６倍大きい。
エコー信号の周波数スペクトルは実質的に第２図の送信
信号周波数スペクトルに相関している。
従って、送信信号スペクトルと同様に、エコー信号周波
数スペクトルは２つの周波数帯３１．３２間でエネルギ
ワイズに分割される。
受信機１６において、周波数帯３１のエコー信号は径路
２１において処理され周波数帯３２のエコー信号は径路
２２において処理される。第１図のトランスジューサ１
４のエコー信号出力は線２３を介して径路２１．２２の
共通入力へ与えられる。
第１６図から判るように、径路２１．２２は同じ基本構
成を有し、次の回路により構成されている。アナログ乗
算器９１，１０１、ローパスフィルタ９２，１０２、ア
ナログデジタルコンバータ９３．１０３、定エコーフィ
ルタ９４，１０４、側波帯１！ｍ器９５，１０５、積分
器及び側波帯分離回路９６．１０６及びコリレータ９７
，１０７、コリレータ９７，１０７の出力信号は径路２
１゜２２の出り信号である。第１図及び第１６図に示す
ように、侵者の出力信号はエバルエータ１８の対応する
入力に与えられる。次に、それは線１９を介して超音波
ビームに沿った速度プロファイルに対応するタイミング
を有する第１の出力信号を出力し、エバルエータ１８は
また線２９を介して測定流の乱流に関する情報を提供す
るｆｆ１２の出力信すを出力する。
好ましくは、復調器９５，１０５はデジタル信号側波帯
復１１器であり、次の回路で構成されている。乗＄１Ｐ
Ｊ１１１，１２１，１３１，１４１及びローパスフィル
タ１１２，１２２，１３２，１４２゜ 積分器及び側波帯分離回路９６．１０６は次の回路によ
り構成されている。積分器１１３，１２３．１３３，１
４３及び加算器１１４，１２４゜１３４．１４４゜ 径路２１．２２内の信号処理は非常に類似しているため
、次の説明は主として径路２１内の信号処理について行
い、径路２２内の処理の説明は径路２１内の処理と異な
る局面に限定する。
第１９図に示し前記した従来の受信機部と同様に、受信
されたエコー信号は最初に乗算器９１゜１０１及びロー
パスフィルタ９２．１０２を具備する径路２１．２２に
おいて直角復調される。次に、フィルタ９２．１１０２
（７出力における復調されたエコー信号はそれぞれコン
バータ９３，１０３によりデジタル信号へ変換される。
その定エコー成分はそれに続く定エコーフィルタ９４．
１０４により抑制される。前記処理の後、フィルタ９４
の出力信号はフィルタ９２の通過範囲１６１内に第１７
図に示す周波数スペクトルを有している。
第１６図から判るように、エコー信号の最初の直角復調
は送信信号の周波数スペクトルの中央周波数ｆ　＝ωｏ
／２πで行われる。第２の直角復調は各ｖｌ調器９５．
１０５により行われる。フィルタ９４．１０４の出力信
号はそれぞれΔｆ／２の変調周波数により変調され、八
ｆはｆ２−ｆｌに等しい。（第２図）。
復調器９５における直角復調の結果、フィルター１２の
通過範囲１６２内の周波数スペクトルを第１８図に示す
出力信号がフィルター１２の出力に生じる。
１［１９５（７）ローパスフィルタ１１２，１２２の出
力信号はさらに回路構成９６内で処理され、そこで信号
ノイズは積分器１１３．１２３により低減される。Ｒ＠
に、加ｎ器１１４．１２４は第９図の従来の受信システ
ム内の信号対１．０に対応して、それぞれ信号対１１、
Ｑｌを形成する。
回路構成１０５．１０６は同様に信号対Ｉ２、Ｑ２を形
成する。
コリレータ９７により、ベクトルＰ。と同様に定義され
る標準化ベクトルＰ。１の偏角と針に対応する出力信号
が信号対１．０１から引き出されす る。（第９図〜第１３図に関する前記説明を参照された
い、）ベクトルＰ。１の偏角は第２図の周波数帯３１内
のエコー信号に基いて計算される流速の測定値である。
標準化ベクトルＰ。１の振幅はテスト中の流れの乱流の
測定値である。
コリレータ１０７は同様に信号対１．Ｑ２からベクトル
Ｐ。と同様に定義される標準化ベクトルＰ　の偏角及び
δに対応する信号対１　　、Ｐ出力信号を準備する。標
準化ベクトルＰ。２の偏角は第２図の周波数帯３２内の
エコー信号に基いて計痒される流速の測定値である。標
準化ベクトルＰｎ２の振幅はテスト中の流れの乱流の測
定値でもある。
エバルエータ１８はベクトルＰ。１とＰ。２の偏角間の
差を形成し、時間パターンが超音波ビームに沿った速度
プロファイルに対応する出力信号を発生する。この出力
信号は線１９を介して送出される。
■パルエータ１８はまたベクトルＰ。１、Ｐｈ３の振幅
からテスト中の流れの乱流を表わす信号を発生する。こ
の信号は線２９を介して送出される。
前記実施例の説明を拡張して、次に本発明に従って送信
信号の周波数スペクトルの発生及び本発明に従った数式
を参照としたエコー信号の処理について説明する。
２つの周波数を同時に送信する最も簡単な方法はキャリ
ア周波数ｆ。の信号Ｘ（ｔ）を信号Ａ（ｔ）により振幅
変調して変調信号Ｘ（ｔ）を発生することであり、ここ
で、 Ｘ（ｔ）＝Ａ（ｔ）　　　ｃｏｓωｏ１Ａ　Ｂ）−ｃｏ
ｓΩｔ。
もちろん、これには、第８図に示すラジアン周波数Ωの
包絡線を有するラジアン周波数ω。のキヤリアが発生さ
れる。
この機能を周波数１！囲に変換すると、次の形式の純粋
な２周波数倍号が発生する。
＋ 信＠Ｘ（ｔ）はキャリア成分を含んでいない。
Ωの選定により差周波数＜ｆ２−ｆｌ）が決定される。
送信信号はＸ　（ｔ）の周Ｉ′Ｉ信号からなっている。
この信号の周波数スペクトルは１　／ＰＲＦグレーチン
グ　スペースの周波数線グレーチングからなり、ＰＲＦ
は第２図に示すパルス繰返レートを示−ｆ。
次に、第６図に示す信号１．Ｑｌ及び■２、Ｏ２の導出
について説明し、表現を簡単化するために動作は周波数
帯の苔りに一つの周波数を使用して行われる。
受信される二重側波帯信号は次式で表わされる。
ｆ＋３（【）−４，［ｃｏｓ　（ω０＋Ω＋ωｄ１）　
ｔ＋　（ｃｏｓ　（ω０−Ω＋ωｄ２）ｔ］中央周波数
ω。における最初の直角復調とそれに続くローパス濾波
の後に、次の信号が任じる。
１（ｔ＞　＝Ｃ０５（ｔ）ｏｏ”　ｆｅ（ｔ）＝４　（
ＣＯ８ωｏｔ、ＣＯ８ｃω０＋Ω＋ωｄ、）１十ｃｏｓ
ωｏ　ｔ、　００８　（ω０−Ω＋ωｄ２）ｔ］＝２［
ｃｏｓ　（２ω０＋Ω十ωｄ１）　ｉ＋ｃＯ５（Ω＋ω
ｄ、）１＋ｃｏｓ　（２ω０−Ω十ωｄ２）ｔ＋Ｃ０５
（Ω−ωｄ２）ｔ］雫ノ　　−２　［ｃｏｓ　（Ω＋ω
ｄ１）　　ｔ＋ｃｏｓ　（Ω−ω６２）　ｔ、、］Ｑ　
　　＝２［５ｉｎ（Ω十ωｄ１）　を十ｓ　ｉ　ｎ　（
Ω−ωｄ２）ｔ］２つの側波帯内に含まれるドツプラー
偏移ωｄ１及びωｄ２を得るために、側波帯周波数Ωの
２つの直角信号■　　　及びＱ　　　を復調しなければ
（１７）　　　　　　　（ｔ） ならない。それに続く第１６図に示す信号のローパス濾
波及び加算はラジアン周波数ω、１及びω　の２つの回
転ベクトルを表わす信号対１１、Ｑ　及びＩ、Ｏ２につ
ながる位Ｉ！ａ、ｂ、Ｃ。
ｄにおいて得られる。
の の 従って、加締すると、 １１　（ｔ）＝　１／２　［ａ　　Ｃ１＝ＣＯ８ω、Ｈ
ｔＱ、　　〈ｔ）−１／２　［ｂ＋ｄｌ−ｓｉｎωｄ、
ｔ１２　　（１）’−１／２　　［ａ十〇　］　−Ｃｏ
　５（ｌｃ）ｄ２ｔＱ　２（１）　−１／２　［ｄ　　
ｔ）］　−３ｉ　ｎ（りｄ２ｊ複本ベクトル、 ＰＨ＝１１＋ｊＱ１ Ｐ”　Ｂ＝１１＋ｊＱ１ Ｐ２１＝１２＋ｊＱ２ Ｐ”　２ｉ＝　１２　＋　ｊ　Ｑ２ は信号対１　　、Ｑ　　およびＩ　　、Ｑ２を参照とし
て定義される。
１　／ＰＲＦの時間間隔で互いに引き続くベクトルＰ　
・Ｐｌｉ（ｉ＋１）　　　１（ｉ÷２）を定義する１１
・１　　　　　　　・Ｐ ０１信号対が］リレータ９７へ与えられる。
１／ＰＲＦの時間間隔で互いに引き続くベクトルＰ２ｉ
”　２（ｉ＋１）、　１（２＋ｉ）を定義する■２、Ｑ
２信号対がコリレータ１０７へ与えられる。
コリレータ９７は Ｐ　　−（Σ　［Ｐ＊１１．−（Ｈ，１）　］　）　／
　（Σ　ｌ　Ｐ、、　＋　２）Ｎ　　　　　　　　　　
　Ｎ により定義される標準化ベクトルＰ。１の偏角や振幅に
対応する出力信号を１１．Ｑ、から引き出す。
コリレータ１０７は、 Ｐ　−（Σ［Ｐ”　２ｉ、Ｐ２（ｉ＋１）］　）　／　
（ΣＩＰ２．１２）Ｎ　　　　　　　　　　　Ｎ により定義される標準化ベクトルＰ。２の偏角や振幅に
対応する出力信号をＩ　　、Ｑ　　から引き出す。
コリレータ９７はベクトルＰ。１の偏角や振幅に対応す
る信号をエバルエータ１８へ与える。コリレータ１０７
はベクトルＰ。２の偏角や振幅に対応する信号をエバル
エータ１８へ与える。
Ｐ　の偏角及びＰ。２の偏角に対応する信号間の差を形
成することにより、エバルエータ１８は送信される超音
波ビームに沿った流速ＩＯファイルに対応する時間パタ
ーンを有する出力信号を形成する。この信号はＩ！１９
を介して送出される。
Ｐｏ１とＰｎ２間の偏角の差が流速に比例するという事
実は簡単にするためたに送信パルスの替りに連続送信信
号を使用した次式から明らかである。
ドツプラー周波数ｆ、はもちろん次式で与えられ、 ｆｄ−（２Ｖ　　ＣＯ８θ）ｆｏ／に こにθは流れの方向と超笥波ビーム間の角度を示し、Ｃ
ＯＳθは無関係であるため１とすれば、ｌ！！ＩＩＪＩ
に ｆｄ−２Ｖ　　ｆｏ／ｃ となる。
ω＝Δψ／Δｔの定義に粉いて、ドツプラー周波数は、 ｆｄ＝　（１／２π）〈Δψ／Δｔ） となり、ここにΔｔはパルス繰返し期間１／ＰＲＦであ
り、Δψは次のようになる。
Δψ−ｆｏ　（２Ｖ／Ｃ）２π　Δｔ ｆ、−ｆｏ−Δｆ及びｆ２＝ｆｏと定義されておれば、 ψ　−ｒｌ　（２Ｖ／Ｃ）２π　Δｔ ψ、、＝ｆ２　（２ｖ／ｃ）２π　Δｔとなる。
これらの次は第１４図及び第１５図に示す位相／周波数
特性を記述するものであり、ψ１はベクトルＰ。１の偏
角を示しψ２はベクトルＰｎ２の偏角を示す。
これらのベクトル間の偏角の差を形成することにより、
差角Δψは次のように決定することができる。
Δψ＝（ｆ　　−ｆ、）（２Ｖ／Ｃ）２π　Δｔこの式
から明らかなように、Δψは■に比例する。
周期的送信パルス−すなわち、サンプルシステム−を使
用する場合には、検出可能なＶの値に対するザンブリン
グ理論により与えられる限界はΔψ＝±πのところにあ
る。
従ってＩＶ　　　Ｉは次のようになる。
ａＸ Ｖ　　−ｃ／　［４（ｆ２ｆ１）Δｔ］Ｗｈｅｎ　ＣＯ
８θ＝１■ａｘ Δｔ−１／ＰＲＦであれば、 Ｖ　　−（ＰＲＦ）　［ｃ／４　（ｆ２−ｆ、　）　］
■ａｘ ４゜ この式からお判りのように、ｖｌａｘにより定義される
測定範囲は、ｆｌ及びｆ２を適切に選択すれば必要なだ
け大きくすることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はドツプラー測定装置の略ブロック図、第２図は
第３図の波形を有する一連の送信パルスの周波数スペク
トルを示す図、第３図は送信パルスを示す図、第４図は
第１図に承す送信！１１１５の第１の実施例の略ブロッ
ク図、第５図は第４図に示すレジスタ４３の略ブロック
図、第６図は第４図の送信機の動作を説明する信号図、
第７図は第１図の送信機１５の第２の実施例の略ブロッ
ク図、第８図は第７図のゲート回路８４の入力における
信号の線図、第９図はドツプラー信号検出器の略ブロッ
ク図、第１０図はベクトル図、第１１図は第９図のドツ
プラー信号検出器の位相パターン図、第１２図及び第１
３図はベクトル図、第１４図は２つの異なる送信周波数
ｆ、ｆ２に対する第９図に従った検出器の位相／周波数
特性図、第１５図は２つの異なる送信周波数もしくは送
信周波数帯に対して同時に作ｅする本発明に従ったドツ
プラー測定装置のドツプラー信号検出器の拡張位相／周
波数特性を示す図、第１６図は第１図の受信機１６の実
施例の略ブロック図、第１７図は第１６図のローパスフ
ィルタ９２の出力における出ノＪ信号の周波数スペクト
ル図、第１８図は第１６図のローパスフィルタ１１２の
入力における出力信号の周波数スペクトル図、第１９図
及び第２０図は送信パルスを示す図、第２１図は第１９
図及び第２０図の波形を有する一連の送信パルスの周波
数スペクトルを表わす線図である。 参照符号の説明 １２・・・粒子 １３・・・管 １４・・・トランスジューサ １５・・・送信機 １６・・・受信機 １７・・・マスタータイミングユニット１８・・・評価
回路（ｅｖａｌｕａｔｏｒ　）２１．２２・・・信号処
理径路 ４１・・・タイミング　インターフェイス４２・・・タ
イミング　ユニット ４３．４４・・・シフトレジスタ ４５．８５・・・電力増幅器 ４６・・・アドレスバス ４７・・・データバス ８１．８２・・・発振器 ８３．１１１，１２１，１３１．１４１・・・乗算器８
４・・・ゲート回路 ９１．１０１，１５２，１５３・・・アナログ乗算器９
２．１０２，１１２，１２２，１３２，１４２゜１５４
．１５５・・・ローパスフィルタ９３．１０３・・・Ａ
／Ｄコンバータ ９４．１０４，１５６，１５７・・・定エコーフィルタ ９５．１０５・・・側波帯復Ｉｍ器 ９６．１０６・・・積分器及び側波帯分離回路９７．１
０７・・・コリレータ １１３．１２３，１３３．１４３・・・積分器１１４．
１２４，１３４，１４４・・・加算器％−へ ｚｈ− 「ｉ へ くト 一 よ Ｆｔ’１．７ ＦＩノ・Ｉ Ｆ″″ｉり。 ／亭

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）超音波を反射する粒子を運ぶ流体の流速を測定す
    るドップラー測定装置であつて： （ａ）少くとも２つの隣接する別々の周波数帯の周波数
    スペクトルの周期的シーケンスを有する送信パルスを所
    定のパルス繰返しレートで発生する送信機手段と、 （ｂ）送信機手段に接続されて前記送信パルスを受信す
    る超音波トランスジューサ手段であつて、前記送信パル
    スがトランスジューサ手段を励起して対応する超音波パ
    ルスを発生し流体、従つて、流体により運ばれる粒子を
    照射して少なくとも２群の対応するエコー波を発生し、
    前記エコー波は超音波トランスジューサ手段により受信
    され対応するエコー信号として送出される超音波トラン
    スジューサ手段と、 （ｃ）超音波トランスジューサ手段に接続され、入力端
    と、出力端と、超音波トランスジューサ手段からエコー
    信号を受信し別々の各信号処理径路内でエコー信号の隣
    接する別々の周波数帯を処理してドップラー情報を生成
    する受信機手段と、（ｄ）受信機手段の出力端に接続さ
    れ、受信機手段から受信されるエコー信号を評価して流
    体の流速を決定する評価回路手段、 を具備すること、を特徴とする前記のドップラー測定装
    置。
  2. （２）請求項１記載の装置において、前記送信機手段は
    、入力端と、出力端とメモリセルを有し、出力端が入力
    端に接続されている第１のシフトレジスタと、入力端と
    、出力端とメモリセルを有し、メモリセルの数は第１の
    シフトレジスタのメモリセルの数と対応し、出力端が入
    力端に接続されている第２のシフトレジスタと、第１及
    び第２のシフトレジスタに接続され、各シフトレジスタ
    へ同数の等長語をロードし各レジスタの対応するメモリ
    セルに相補ビットをロードするロード手段と、各シフト
    レジスタに接続されてタイミング信号を発生し、各レジ
    スタの内容を所定期間にわたつてシフトして第１及び第
    ２のシフトレジスタの出力端に対応する出力信号を発生
    するタイミングユニットと、入力及び出力を有し、入力
    は第１及び第２のシフトレジスタの出力端に接続され、
    出力信号を発生してトランスジューサ手段へ与え、出力
    信号を各シフトレジスタが発生する出力信号間の差とし
    て形成する電力増幅器、 を具備すること、を特徴とするドップラー測定装置。
  3. （３）請求項１記載の装置において、前記送信機手段は
    、高周波キャリア信号を変調してキャリア信号を抑圧し
    た出力信号を発生する振幅変調器手段と、 出力信号のインパルスを発生する制御可能なゲート回路
    、 を具備すること、を特徴とするドップラー測定装置。
  4. （４）請求項１記載の装置において、前記受信機手段は
    、その各信号処理径路には第２の直角復調段が連続的に
    接続されている第１の直角復調段を具備すること、を特
    徴とするドップラー測定装置。
  5. （５）請求項４記載の装置において、前記第２の直角復
    調段がデジタル単側波帯復調器であること、を特徴とす
    るドップラー測定装置。
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