JPH02151776A - Ｐｗｍインバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、直流母線の電流検出器の発熱を防止するＰ
ＷＭインバータ装置に関するものである。

［従来の技術］ 第８図は従来のＰＷＭインバータ装置の構成を示す回路
図である。

図において、（１）は交流電源、（２）は交流電源（１
）を整流する整流ダイオード、（３）は平滑コンデンサ
、（４）は直流母線電流（Ｉｄ）を検出する電流検出器
、（５）は、例えば、ＦＥＴ１ｌ及びＦＥＴ１２とから
構成される出力スイッチング素子、（６）は負荷として
のモータである。

次に、特に、電流検出器（４）の動作について説明する
。

電流検出器（４）は、交流電源（１）の出力を整流ダイ
オード（２）及び平滑コンデンサ（３）を介して直流と
し、その直流をＰＷＭとしてモータ（６）に電力を供給
する出力スイッチング素子（５）との間に配設した直流
母線電流（Ｉｄ）を検出する。

そして、電流検出器（４）によって、出力スイッチング
素子（５）に異常が生じた場合、或いは、負荷側で短絡
事故を起こした場合に、直流母線電流（Ｉｄ）を検出し
、この電流検出器（４）の検出値によって速かにしかる
べき処置をとることができる。

第９図及び第１０図は電流検出器（４）の具体的な回路
例を示す回路図である。

即ち、第９図はＤＣＣＴと称される電流検出器（４）の
具体的な回路例で、その原理は、直流母線電流（ｉｄ）
を磁界に変換し、コア（２０）ｉ：ギャップ（２１）を
設け、そのギャップ（２１）内の定電流源（２４）から
通電されたホール素子（２２）でホール電圧（ｖｈ）に
変換し、増幅器（２３）を介して直流１す線電流（Ｉｄ
）の大きさに応じた出力電圧（Ｖ）を得るものである。

第１０図は抵抗シャント検出を行う電流検出器（４）の
具体的な回路例である。この例では、抵抗（Ｒ）の両端
に　Ｖ１＝Ｉｄ−Ｒの電圧が発生するので、上記第９図
の例と同様に、増幅器を介して電流の大きさに応じた電
圧（Ｖ）が検出される。

第１１図は従来のＰＷＭインバータ装置のインバータ駆
動の際に、出力スイッチング素子（５）に取付けられた
還流ダイオード（Ｄｌ、）、還流ダイオード（Ｄ２）に
流れるリカバリ電流（Ｉｒ）を説明するための説明図で
ある。また、第１２図は第１１図の説明のためのタイミ
ングチャート（波形図）である。

第１１図において、モータ（６）等のインダクタンス負
荷を駆動している際に、出力スイッチング素子（５）の
上下の素子のＦＥＴ１．ｌ、ＦＥＴ１．２が共にオフし
た場合、電流は急には切れないので、例えば、このとき
電流（ＩＬｕ−）が流れているとする。ｔ＝ｔｌ−でＦ
ＥＴ１２をオンすると、第１２図のようにＦＥＴＩＩの
両端にかかる電圧（Ｖｌ、ｕ）は、急激に上昇し、還流
ダイオード（Ｄｌ）には、逆電圧がかかるので、電流（
Ｉｌｕ−）は零になり、還流ダイオード（Ｄｌ）はオフ
するはずである。

しかしながら、実際には、還流ダイオード（Ｄｌ）のス
イッチングの速度が遅いために、第１２図の電流（１１
υ）のように、逆方向の大きな電流（Ｉｒ）が流れる。

したがって、直流母線電流（Ｉｄ）にも、第１２図のよ
うなリカバリ電流（Ｉ　ｒ）が流れる。ただし、その幅
は２００〜５００　［ｎ５ｅｃ］と非常に短い。

第１３図は時間軸を長くして直流母線電流（Ｉｄ）を観
察したタイミングチャートである。

第１３図において、直流母線電流（Ｉｄ）はモータ（６
）等の負荷へ電力を供給する分の電流（Ｉ　ｄｌ）の他
に、パルス状のリカバリ電流（Ｉｒ）が、数多く流れて
いることがわかる。このようなリカバリ電流（Ｉｒ）が
流れると、電流検出器（４）の発熱が太き（なる。この
発熱の原理について、次に説明する。

まず、第９図のＤＣＣＴを用いた電流検出器（４）の場
合、コアに磁界が発生すると、コアにはうず電流積、ヒ
ステリシス損等の鉄損が生じる。

この損失は、譬え、リカバリ電流（Ｉｒ）のパルス幅が
短くても、第１３図のように、ピーク値が大きく、また
、その回数が増えると、かなり大きくなる。また、第１
０図のように抵抗シャント形の電流検出器（４）の場合
は、抵抗損失（ＷＲ）は、　ＷＲ＝１２・Ｒ−ｆ　　と
、電流（Ｉ）の２乗に比例し、またＰＷＭのスイッチン
グ周波数（ｆ）に比例するので、第１３図のようなりカ
バリ電流（Ｉｒ）に対して、抵抗損失はやはりがなり大
きくなる。

このように、電流検出器（４）の発熱は、リカバリ電流
（Ｉ　ｒ）の毒に応じて生じるため、」二記の還流ダイ
オード（ＤＩ　）　、還流ダイオード（Ｄ２）のスイッ
チング速度が遅い場合、例えば、パワーＭＯ３−ＦＥＴ
の寄生ダイオードをそのままＰＷＭインバータ装置の還
流ダイオードとして用いた場合、或いは、ＰＷＭのキャ
リア周波数が高い場合には、特に、リカバリ電流（Ｉｒ
）による電流検出器（４）の発熱は大きくなる。

［発明が解決しようとする課題］ 従来のＰＷＭインバータ装置は以上のように構成されて
いるので、電流検出器（４）の発熱が大きいために、電
流検出器（４）を冷却しなければならず、また、冷却し
ないようにするためには、−膜内には高価な、損失の少
ない電流検出器（４）やスイッチング特性の良い還流ダ
イオードを採用しなければならなかった。

そこで、この発明は直流母線の電流を検出する電流検出
器の発熱を少なくしたＰＷＭインバータ装置の提供を課
題とするものである。

［課題を解決するための手段］ この発明にかかるＰＷＭインバータ装置は、直流母線電
流を検出する電流検出器に対して、この電流検出器と並
列に、またはこの電流検出器と直列に接続したコイルに
対して、並列にコンデンサを接続したものである。

［作用］ この発明におけるコンデンサまたはコイルとコンデンサ
は、電流検出器に流れる還流ダイオードのリカバリ電流
をバイパスして減少させる。そして、電流検出器の発熱
を防止する。

［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図を用いて説明する。

第１図はこの発明の一実施例にょるＰＷＭインバータ装
置を示す全体の構成回路図で、第２図はこの発明の一実
施例の作用を説明する部分回路図である。

第１図において、（１）は交流電源、（２）は交流電源
（１）を整流する整流ダイオード、（３）は平滑コンデ
ンサ、（４）は直流ｍ線電流（Ｉｄ）を検出する電流検
出器、（５）は、例えは、ＦＥＴ１ｌ及びＦＥＴ１２か
らなる出力スイッチング素子、（６）は負荷としてのモ
ータ、（７）は電流検出器（４）に並列に接続されたコ
ンデンサである。

このコンデンサ（７）は、第２図に示すように、直流母
線電流（Ｉｄ）に流れるりカバリ電流（Ｉｒ）を、電流
検出器（４）に流さないように、バイパスするものであ
る。

この実施例のコンデンサ（７）の作用を、さらに詳細に
検討するために、等価回路を用いて、電流検出器（４）
に流れるリカバリ電流（Ｉｒ）を計算する。

まず、第３図は従来のＰＷＭインバータ装置の等価回路
を示す説明図である。

出力スイッチング素子（５）を構成するＦＥＴ１２がオ
ンした瞬間には、還流ダイオード（Ｄｌ）と電流検出器
（４）に電圧（Ｖｄｃ）のステップ電圧がかかると考え
られる。還流ダイオード（Ｄｌ）は、この瞬間、容量Ｃ
１［Ｆ］のコンデンサで置換えられる。また、電流検出
器（４）は、損失を発生させるものとして、等価的に大
きさ旧［Ω］の抵抗で表わされる。すると、電流検出器
（４）に流れる電流（１１）は、 Ｉ　ｌ　＝　（Ｖｄｃ／ＲＬ）　・ＥＸＰ（−ｔ／（Ｃ
ＩＲＩ）ｌ　・・・（１式）％式％ 次に、第４図はこの実施例のＰＷＭインバータ装置の等
価回路を示す説明図である。

この図においても、出力スイッチング素子（５）を構成
するＦＥＴ１２がオンした瞬間は、還流ダイオード（Ｄ
ｌ　）と電流検出器（４）に電圧（Ｖｄｃ）のステップ
電圧がかかり、還流ダイオード（ＤＩ）は、この瞬間、
容量Ｃ１［Ｆ］のコンデンサで置換えられる。また、電
流検出器（４）は損失を発生させるものとして、等価的
に大きさＲ１［Ω］の抵抗で表わされる。さらに、第１
図のコンデンサ（７）で表わされるバイパスコンデンサ
の容量は、Ｃ２［Ｆ］で表わされる。すると、電流検出
器（４）に流れる電流（１１）は、 Ｉ　１　＝　［（Ｖｄｃ／Ｓ）／（Ｒ１／（１，＋５Ｃ
２ＲＬ）＋（１／５ＣＩ）ｌ］・［（１／５Ｃ２）／＋
ＲＬ＋（Ｌ／ＳＣ２月コ＝　　（ＶｄｃＣＬ）／　ｆｌ
＋５Ｒ１（ＣＩ＋０２）１逆ラプラス変換して Ｉｆ　＝　　（Ｖｄｃ／Ｒ１）［ＣＬ／（Ｃ１＋Ｃ２１
ＥＸＰ　　［−ｔ／（（Ｃ１＋Ｃ２）Ｒ１１コ　・　・
　・　（２式）第５図（ａ）及び（ｂ）は、上記２つの
式で表わされる電流（１１）を、時間の関数として図示
した説明図である。

これら、第５図（ａ）及び（ｂ）によると、第５図（ａ
）に示す従来例の等価回路では、ステップ電圧（Ｖ　ｄ
ｃ）の印加時に １１　＝　Ｖｄｃ／Ｒ１ になるのに対して、 第５図（ｂ）に示すこの発明の一実施例の等価回路では
、ステップ電圧（Ｖｄｃ）の印加時にＩｆ　＝　（Ｖｄ
ｃ／Ｒ１）（Ｃ１／（Ｃ１＋ＣＺ）１と小さくなるので
、電流検出器（４）に流れる電流が減少する。そして、
時定数は伸びるが、電流検出器（４）の損失は、（Ｉ　
ｌ）２　・Ｒ１と電流（１１）の２乗に比例するので、
電流検出器（４）の発熱は少なくなる。

第６図は時間軸を長くして直流母線電流（Ｉｄ）ないの
電流検出器（４）を流れる電流（Ｉｆ）を観察したタイ
ミングチャートである。

この図によると、直流母線電流（Ｉｄ）は、モータ（６
）等の負荷へ電力を供給する分の電流（Ｉ　ｄｌ）の他
に、パルス状のリカバリ電流（Ｉｒ）が、数多く流れて
いることがわかる。しかし、従来例の第１３図に示すリ
カバリ電流（Ｉ　ｒ）に比較して、パルスの波高が非常
に低く、電流検出器（４）を流れるリカバリ電流（Ｉｒ
）は減少し、電流検出器（４）の発熱も減少する。

なお、上記実施例におけるコンデンサ（７）の容量Ｃ２
［Ｆ］は、リカバリ電流（Ｉｒ）の電流幅２００〜５０
０　［ｎ５ｅｃ］を除去できる程度の容量で良い。

また、電流検出器（４）を設ける目的は、出力スイッチ
ング素子（５）に過電流が流れた時の保護であり、一般
に、出力スイッチング素子（５）は、５〜１０［μｓｅ
ｃ　］以上の過電流が流れても破壊しないので、容量Ｃ
２［Ｆ］を適切に選べば、電流検出器（５）の本来の目
的、即ち、出力スイッチング素子（５）の過電流保護が
達せられる。

第７図は、コイル（８）で示されるインダクタンスを電
流検出器（４）に直列に挿入して、電流検出器（４）に
流れる電流を、さらに抑制したものである。ダイオード
（９）はインダクタンスの電流をオフした時に発生する
サージ電圧を、防止するために設けるものであり、必要
に応じて設けると良い。

［発明の効果］ 以上のように、この発明のＰＷＭインバータ装置によれ
ば、電流検出器にコンデンサを並列に接続するか、また
は電流検出器とコイルを直列に接続し、その電流検出器
とコイルとの直列回路にコンデンサを並列に接続するこ
とにより、電流検出器に流れる出力スイッチング素子の
リカバリ電流を減少させたので、出力スイッチング素子
の過電流保護という電流検出器の本来の目的を損なうこ
となしに、電流検出器の発熱を抑制できるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるＰＷＭインバータ装
置を示す回路図、第２図はこの発明の一実施例の作用を
説明する部分回路図、第３図は従来例の等価回路を示す
説明図、第４図はこの発明の一実施例の等価回路を示す
説明図、第５図は従来例及びこの発明の一実施例の電流
検出器に流れる電流を示す説明図、第６図はこの発明の
一実施例の電流検出器に流れる電流を時間軸を長くして
観察したタイミングチャート、第７図はこの発明の他の
実施例によるＰＷＭインバータ装置を示す回路図、第８
図は従来のＰＷＭインバータ装置を示す回路図、第９図
及び第１０図は電流検出器の具体的回路例を示す回路図
、第１１図はＰＷＭインバータ装置の出力素子の還流ダ
イオードに流れるリカバリ電流を説明するための説明図
、第１２図は上記第１１図の説明のための各部の波形の
タイミングチャート、第１３図は直流母線電流を時間軸
を長（して観察したタイミングチャートである。 図において、 に交流電源　　　　　　　２：整流ダイオード３：平滑
コンデンサ　　　　４：電流検出器５：出力スイッチン
グ素子　６：モータ７：コンデンサ　　　　　　８：コ
イル、ＤＩ、Ｄ２．：還流ダイオード である。 なお、図中、同−符号及び同一記号は、同一またけ相当
部分を示すものである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流電源の出力を整流ダイオード及び平滑コンデンサを
   介して直流とし、その直流をＰＷＭとして負荷に電力を
   供給する出力スイッチング素子との間に配設した直流母
   線電流を検出する電流検出器において、 前記直流母線電流を検出する電流検出器に対して、前記
   電流検出器と並列にまたは電流検出器と直列に接続した
   コイルと並列に接続したコンデンサを具備することを特
   徴とするＰＷＭインバータ装置。