JPH0215381Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は音響機器におけるイコライザ、フラツ
ト、トーン、フイルタ、メインなどの各種アンプ
の出力回路として用いられるSEPP出力回路に関
する。

従来のSEPP回路は、第１図に示すように、ト
ランジスタQ₁〜Q₄、抵抗R₁〜R₄、定電流負荷
１、バイアス回路２からなり、入力電圧Viは負
極側トランジスタQ₂のコレクタ・ベース間に加
えられる構成を有する。この従来の出力回路を用
いたアンプのモデルを第２図に示す。第２図にお
いて、Ａはアンプ、R_Lは第１図の出力端子OUT
に接続される負荷、Z₁はアース回路のインピーダ
ンス、C₁，C₂はパスコンデンサである。

この第２図の回路において、入力電圧Viとし
て正弦波が入力された時、負荷R_Lが重くかつ出
力段がＢ級動作をしている時の電源電流i₁，i₂及
びアースの電流i₃（i₁，i₂の合成電流）はそれぞれ
イ，ロ，ハに示すようになる。またＡ級動作時の
電源電流i₁，i₂の波形はニ，ホに示すようになる。
ここで、アースに流れる電流i₃に着目すると、第
２図の回路は第３図のように簡略化できる。

第３図から明らかなように、アンプＡが無歪出
力V₀を供給しても、負荷R_Lの両端電圧V′₀は V′₀＝R_L／R_L＋Z₁V₀ であるから、該電圧V′₀ひいては負荷に流れる電
流はインピーダンスZ₁の影響を強く受ける。ここ
で、インピーダンスZ₁が直線性が高い場合には問
題は少ないが、しかし接触抵抗やパターンのイン
ピーダンスなど非直線成分を含んだり、インピー
ダンスが高い場合には、該電圧V′₀が歪んだり周
波数特性が悪くなつたりする。この為、音質の低
下を招くという結果を生む。そこで従来は鋼板な
どのバスラインを挿入する等の対策を要した。

また、この従来回路においては、第４図に示す
ように、パスコンデンサC₁，C₂に流れる電流i₄，
i₅がアースに流れるため、パスコンデンサの特性
によつて音質が変わるという問題があつた。

本考案の目的は、簡単な回路構成により、前記
したインピーダンス成分を見かけ上ゼロとするこ
とができ、かつパスコンデンサの特性による音質
の変化が軽減できる構成のSEPP出力回路を提供
することにある。

この目的を達成するため、本考案のSEPP出力
回路は、SEPP出力回路の出力トランジスタのコ
レクタ又はエミツタ電流を検出し、正の電源側の
トランジスタの電流と同電流をアースから負の電
源側に流し、負の電源側のトランジスタの電流と
同電流を正の電源側からアースに流すように構成
したことを特徴とするものである。

以下本考案の詳細を図面に示す実施例により説
明する。第５図は本考案の一実施例であり、Q₅
〜Q₁₀はトランジスタ、R₅〜R₁₆は抵抗、D₁，D₂，
D₃，D₄はそれぞれトランジスタQ₇，Q₈，Q₉，
Q₁₀のベース・エミツタ電圧補正用のダイオー
ド、１は定電流負荷、２はバイアス回路である。

第５図の回路において、入力電圧Viがプラス
側に励振すると、トランジスタQ₅がオンとなり、
コレクタ電流が流れる。そして抵抗R₅およびD₁
よりなる検出手段の出力によりトランジスタQ₇
のコレクタ電流が増え、抵抗R₁₂およびD₄よりな
る検出手段の出力によつてトランジスタQ₁₀が制
御され、アースから抵抗R₁₅、トランジスタQ₁₀、
抵抗R₁₆を通つて負の電源側に流れる電流も増え
る。ここで、R₅＝R₁₆、R₉＝R₁₂に抵抗値を選ん
でおくことにより、トランジスタQ₅とQ₁₀のコレ
クタ電流は等しくなる。同様に、入力電圧がマイ
ナス側に励振すると、トランジスタQ₆に電流が
流れ、R₈＝R₁₃、R₁₀＝R₁₁としておくことによ
り、トランジスタQ₆とQ₉のコレクタ電流（正の
電源側からアースに流れる電流）は等しくなる。

この電流の関係は第６図のように示される。第
６図において、トランジスタQ₅に流れる電流i₆は
第５図の出力端子CUT間に挿入された負荷R_Lを
通り、トランジスタQ₁₀を介して負の電源側に流
れ、トランジスタQ₆を流れる電流i₇は、正の電源
側からトランジスタQ₉負荷R_Lを介して該トラン
ジスタQ₆に流れ込み、負荷R_Lに流れる電流はい
ずれもアースに流れ込まない。

前記電流i₆，i₇は絶対値が同じで位相が180゜ず
れた電流であるので、Ａ級動作時及びＢ級動作時
の電流はそれぞれ第７図のＡ，Ｂに示すようにな
る。第７図において、ａは＋電源電流、ｂは一電
源電流、ｃはアース電流である。即ち、Ａ級動作
時には、電源アース共に交流電流が流れないこと
になる。また、Ｂ級動作時の電流波形から、パス
コンデンサを付けても、アースに電流が流れない
ことが、第８図の略図からも容易に理解できる。
即ち、パスコンデンサC₁，C₂を通る電流i₈はアー
スを通らない。

以上をまとめると、第９図で表わされる。第９
図からわかるように、アースのインピーダンスZ₁
には交流電流は流れず、従つて、Z₁＝０とみなす
ことができる。

第１０図は第５図に示したSEPP出力回路の応
用例のアンプであり、３は第５図のSEPP出力回
路、４，５はそれぞれ初段、中間段の増幅回路、
Z₂，Z₃は帰還回路を構成するインピーダンス、Z_L
は負荷である。

第１１図は本考案の他の実施例であり、この回
路は第５図のトランジスタQ₅，Q₆の代りにイン
バーテドダーリントン接続されたトランジスタ
Q₁₁とQ₁₃及びQ₁₂とQ₁₄を用いたものであつて、
この場合、トランジスタQ₁₁，Q₁₂のエミツタ電
流を検出して同電流をトランジスタQ₁₀，Q₉に流
すことになる。

以上述べたように、本考案によれば、アース回
路に非直線な又は高インピーダンスが介在しても
アンプは何ら悪影響を受けることがない。即ちイ
ンピーダンスが出力歪として転化されることがな
い。多くの場合、この出力歪は音の濁りとして聴
感上不快感を与えるものであつて、本考案によつ
てこの濁りがなくなり、クリヤーな音を提供でき
る。また出力段がＡ級動作の場合には、電源にも
交流電流が流れず、電源のインピーダンスによる
歪やノイズなどが発生せず、音質に影響を与える
ことがなく、このことも音質の向上に役立つ。ま
た、従来、電源とアース間にパスコンデンサを挿
入し、これによつて電源のリツプルなどを軽減し
ているが、本考案によれば、このパスコンデンサ
を挿入しても、これに流れる電流はアースに流れ
得ないので、音質が在右されることがない。さら
に従来はアース回路のインピーダンスの影響の避
けるために鋼板などの低インピーダンスのパスラ
インを設けていたが、本考案によればこれらも不
要となり、コスト低減に役立つ。前記の効果のほ
かに、信号経路以外の付属回路を必要とせず、簡
単な回路構成で容易に実現できることも生産性や
コスト低減に大きな効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のSEPP出力回路を示す回路図、
第２図ないし第４図はその問題点を説明するモデ
ル図、第５図は本考案のSEPP出力回路の一実施
例を示す回路図、第６図は第５図の回路の抵抗の
選択によつて得られる電流の流れを示すモデル
図、第７図は第５図の回路の動作を説明する波形
図、第８図は第５図の回路を用いたアンプにおい
てはパスコンデンサにアースを介する電流が流れ
ないことを説明するモデル図、第９図は第５図の
回路を用いたアンプの全体的な電流の流れを説明
するモデル図、第１０図は第５図の回路の応用例
を示すアンプの回路図、第１１図は本考案の他の
実施例を示す回路図である。 D₁〜D₄……ダイオード、Q₁〜Q₁₄……トランジ
スタ、R₁〜R₁₄……抵抗、１……定電流負荷、２
……バイアス回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 第１および第２のトランジスタよりなる一つの
   SEPP回路が正および負の２電源により動作する
   増幅器において、前記第１のトランジスタと正の
   電源との間に接続される第１の電流検出手段と、
   該第１の電流検出手段の出力によつて前記第１の
   トランジスタと同じ電流が負荷から負の電源へ流
   れるように制御される第４のトランジスタと、前
   記第２のトランジスタと負の電源との間に接続さ
   れる第２の電流検出手段と、該第２の電流検出手
   段の出力によつて前記第２のトランジスタと同じ
   電流が正の電源から前記負荷へ流れるように制御
   される第３のトランジスタとで構成され、前記第
   １および第２のトランジスタの接続点に前記負荷
   の一端を接続し、かつ該負荷の他端に前記第３の
   トランジスタ、前記第４のトランジスタおよびア
   ースを接続し、入力信号が正の半サイクルのとき
   前記第１のトランジスタ、前記負荷および前記第
   ４のトランジスタを介して正の電源から負の電源
   へ電流を流し、かつ入力信号が負の半サイクルの
   とき前記第３のトランジスタ、前記負荷および前
   記第２のトランジスタを介して正の電源から負の
   電源へ電流を流すことによりアースに信号電流が
   流れ込まないように構成したことを特徴とする
   SEPP出力回路。