JPH02154514A - Ａｆｃ装置 - Google Patents
Ａｆｃ装置Info
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- JPH02154514A JPH02154514A JP63307992A JP30799288A JPH02154514A JP H02154514 A JPH02154514 A JP H02154514A JP 63307992 A JP63307992 A JP 63307992A JP 30799288 A JP30799288 A JP 30799288A JP H02154514 A JPH02154514 A JP H02154514A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- key pulse
- output
- afc
- demodulator
- Prior art date
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、衛星放送受信機等のＡＦＣ（自動周波数制御
回路）装置に関する。
回路）装置に関する。
従来の技術
近年、衛星放送受信機の選局回路は位相同期ループを用
いた周波数シンセサイザ方式が一般的となりつつある。
いた周波数シンセサイザ方式が一般的となりつつある。
これによりＩＧＨｚ帯における選局回路の局部発振周波
数は高精度に安定化されているが、衛星放送では１２
Ｇ Ｈｚ帯からＩＧＨｚ帯に周波数変換するための局部
発振器の周波数ドリフトは２ＭＨｚ程度あるので、ＡＦ
Ｃは不可欠である。我国で放送されている衛星放送では
平均値ＡＦＣが採用されている。これは変調信号である
映像信号の平均直流電圧が変調時の中心周波数となるよ
うに制御する方式である。
数は高精度に安定化されているが、衛星放送では１２
Ｇ Ｈｚ帯からＩＧＨｚ帯に周波数変換するための局部
発振器の周波数ドリフトは２ＭＨｚ程度あるので、ＡＦ
Ｃは不可欠である。我国で放送されている衛星放送では
平均値ＡＦＣが採用されている。これは変調信号である
映像信号の平均直流電圧が変調時の中心周波数となるよ
うに制御する方式である。
一方、従来のテレビ放送として高品位（ハイビジョン）
放送が静止衛星を用いて行なわれることが計画されてお
り、これにはキードＡＦＣ方式が採用されることが検討
されている。
放送が静止衛星を用いて行なわれることが計画されてお
り、これにはキードＡＦＣ方式が採用されることが検討
されている。
以下、図面を参照しながらＡＦＣ装置に関して述べる。
ＡＦＣ装置は、第３図に示すように構成されるのが一般
的である。第３図で、１はＦＭ信号の入力端子、２は周
波数変換用の混合器、３はＦＭ復調器、４は周波数誤差
検出器、５はＰ Ｌ Ｌ周波数制御回路、６は局部発振
器である。
的である。第３図で、１はＦＭ信号の入力端子、２は周
波数変換用の混合器、３はＦＭ復調器、４は周波数誤差
検出器、５はＰ Ｌ Ｌ周波数制御回路、６は局部発振
器である。
第３図は、衛星放送受信機の一般的な構成例であるが、
ＡＦＣに関連しない機能、例えばＡＧＣ等は簡便のため
省略している。
ＡＦＣに関連しない機能、例えばＡＧＣ等は簡便のため
省略している。
さて、入力端子１に印加されたＦＭ信号は周波数混合器
２によって周波数変換されて中間周波数帯の信号となり
、ＦＭ復調器３に入力される。
２によって周波数変換されて中間周波数帯の信号となり
、ＦＭ復調器３に入力される。
ＦＭ復調器３は入力信号のＦＭ復調を行ない、出力する
。ＦＭ復調器３の復調特性は一般に第４図に示すように
なる。第４図によれば、ＦＭ信号の周波数が高くなれば
復調出力の電位は高くなり、周波数変化が電圧変化とし
て出力されることが判る。
。ＦＭ復調器３の復調特性は一般に第４図に示すように
なる。第４図によれば、ＦＭ信号の周波数が高くなれば
復調出力の電位は高くなり、周波数変化が電圧変化とし
て出力されることが判る。
周波数誤差検出器４の役割は、中間周波数の中心周波数
（ｆ、）からの誤差が所定の値よりも大きいかどうか、
また周波数誤差の方向が高い方が低い方かを判定するこ
とである。第４図において、周波数誤差の許容限界の所
定値をΔｆとすれば、ＦＭ復調器３の出力電圧は周波数
誤差の許容限界においてＶ、、Ｖ、と考えることができ
る。
（ｆ、）からの誤差が所定の値よりも大きいかどうか、
また周波数誤差の方向が高い方が低い方かを判定するこ
とである。第４図において、周波数誤差の許容限界の所
定値をΔｆとすれば、ＦＭ復調器３の出力電圧は周波数
誤差の許容限界においてＶ、、Ｖ、と考えることができ
る。
そこで、周波数誤差検出器４として第５図に示すような
構成が考えられる。８及び９はコンパレークＴＣであり
、１２．１３は基準電位である。第５図に示すように、
基準電位をそれぞれＶ、、ＶＬに選んでおけば、復調出
力電圧が■□及び■、において、コンパレータＩＣ８，
９がオンするので、周波数検出器の出力ＡＦＣＩ、ＡＦ
Ｃ２は第６図に示すような入出力特性を有する。第６図
によれば、中間周波数が中心周波数（ｒｏ ）に比べ所
定の周波数誤差（Δｆ）よりも低くなればＡＦＣＩ。
構成が考えられる。８及び９はコンパレークＴＣであり
、１２．１３は基準電位である。第５図に示すように、
基準電位をそれぞれＶ、、ＶＬに選んでおけば、復調出
力電圧が■□及び■、において、コンパレータＩＣ８，
９がオンするので、周波数検出器の出力ＡＦＣＩ、ＡＦ
Ｃ２は第６図に示すような入出力特性を有する。第６図
によれば、中間周波数が中心周波数（ｒｏ ）に比べ所
定の周波数誤差（Δｆ）よりも低くなればＡＦＣＩ。
ＡＦＣ２ともに低レベルであり、高くなればともに高レ
ベルとなることが判る。
ベルとなることが判る。
これらの周波数検出器の出力を第２図にＰＬＬ周波数制
御回路５に入力することにより局部発振器６の発振周波
数を制御すれば、常に中間周波数が所定の周波数誤差以
内になるようにできるので、ＡＦＣ機能を達成できる。
御回路５に入力することにより局部発振器６の発振周波
数を制御すれば、常に中間周波数が所定の周波数誤差以
内になるようにできるので、ＡＦＣ機能を達成できる。
衛星放送受信機においては、周波数誤差は約３００ｋＨ
ｚ程度に選ばれることが一般的であり、ＡＦＣの周波数
精度を良好に保つためには、復調器の復調出力の温度ド
リフト等をそれ以下に小さくすることが必要である。
ｚ程度に選ばれることが一般的であり、ＡＦＣの周波数
精度を良好に保つためには、復調器の復調出力の温度ド
リフト等をそれ以下に小さくすることが必要である。
さて、ハイビジョン放送におけるキードＡＦＣは、第７
図に示すようなパルス幅を有するキーパルスを作り、そ
のパルスの期間は変調信号の電位を一定に保ち、変調さ
れたＦＭ信号の周波数もその期間では一定とする方式を
用いている。
図に示すようなパルス幅を有するキーパルスを作り、そ
のパルスの期間は変調信号の電位を一定に保ち、変調さ
れたＦＭ信号の周波数もその期間では一定とする方式を
用いている。
そこで、従来は、キードＡＦＣの周波数誤差検出器４と
して、第８図に示すような構成とするのが一般的であっ
た。第８図で、７〜１３までは第４図と同じ構成であり
、復調信号をアナログスイッチ１５、ホールド用コンデ
ンサ１６よりなるサンプルホールド回路１７を介してコ
ンパレータＩＣ８，９に入力する構成である。サンプル
ホールド回路１７は、第７図に示したキーパルスをキー
パルス入力端子１４に印加し、このパルスが低レベルの
時にアナログスイッチ１７を閉じることにより復調出力
の電圧レベルまでホールド用コンデンサ１６を充電し、
キーパルスが高レベルとなるとアナログスイッチ１５、
１７が開くので、復調出力の電圧レベルを保持する。そ
して、その電圧レヘルと基準電位Ｖ。
して、第８図に示すような構成とするのが一般的であっ
た。第８図で、７〜１３までは第４図と同じ構成であり
、復調信号をアナログスイッチ１５、ホールド用コンデ
ンサ１６よりなるサンプルホールド回路１７を介してコ
ンパレータＩＣ８，９に入力する構成である。サンプル
ホールド回路１７は、第７図に示したキーパルスをキー
パルス入力端子１４に印加し、このパルスが低レベルの
時にアナログスイッチ１７を閉じることにより復調出力
の電圧レベルまでホールド用コンデンサ１６を充電し、
キーパルスが高レベルとなるとアナログスイッチ１５、
１７が開くので、復調出力の電圧レベルを保持する。そ
して、その電圧レヘルと基準電位Ｖ。
■、とをコンパレータＩＣ８，９で比較することにより
、周波数誤差検出出力ＡＦＣＩ、ＡＦＣ２が得られる。
、周波数誤差検出出力ＡＦＣＩ、ＡＦＣ２が得られる。
発明が解決しようとする課題
大きいため、アナログスイッチやコンパレータ■Ｃの漏
れ電流によってホールドされている復調電圧のレベルが
変化し、正確な復調出力値での比較が困難であるため、
周波数誤差検出の周波数精度が悪いという課題を有して
いた。
れ電流によってホールドされている復調電圧のレベルが
変化し、正確な復調出力値での比較が困難であるため、
周波数誤差検出の周波数精度が悪いという課題を有して
いた。
本発明は、上記課題に鑑み、周波数精度が良く、キーパ
ルスの有無により自動的に平均値ＡＦＣ及びキードＡＦ
Ｃを切替えつつ動作するＡＦＣ装置を提供することを目
的とするものである。
ルスの有無により自動的に平均値ＡＦＣ及びキードＡＦ
Ｃを切替えつつ動作するＡＦＣ装置を提供することを目
的とするものである。
課題を解決するだめの手段
上記課題を解決するために、本発明のＡＦＣ装置は、カ
ットオフ周波数を２種類に切替える制御端子を有する低
域通過フィルタを介してＦＭ復調器の出力と第１の基準
電圧とを入力する第１のコンパレータと、低域通過フィ
ルタを介してＦＭ復調器の出力と第２の基準電圧とを入
力する第２のコンパレータと、キーパルスにより第１の
コンパレータの出力を保持する第１のラッチと、キーパ
ルスにより第２のコンパレータの出力を保持する第２の
ラッチと、キーパルスを積分してキーパルスの有無を判
定する判定回路とを備え、判定回路の出力を低域通過フ
ィルタの制御端子に接続し、キーパルスが入力されない
時には低域通過フィルタのカットオフ周波数を低くして
ＦＭ復調器の出力信号の交流成分を平滑化して直流成分
を取出し、コンパレータに入力するとともに、第１及び
第２のラッチをイネーブル状態とし、キーパルスが入力
される時には低域通過フィルタのカットオフ周波数を高
くしてキーパルスの期間よりも小さな時定数を有するよ
うに設定してＦＭ復調器の出力信号に含まれる雑音成分
のみを平滑化して、コンパレータに入力するとともに、
第１及び第２のラッチをキーパルスの期間のみにおいて
イネーブル状態とし、キーパルスの期間以外ではホール
ド状態として得られる第１及び第２のラッチの出力信号
を用いて、電圧制御発振器を含む位相同期ループによる
周波数ジンセザイザ選局回路の局部発振周波数を徴調す
る構成を備えたものである。
ットオフ周波数を２種類に切替える制御端子を有する低
域通過フィルタを介してＦＭ復調器の出力と第１の基準
電圧とを入力する第１のコンパレータと、低域通過フィ
ルタを介してＦＭ復調器の出力と第２の基準電圧とを入
力する第２のコンパレータと、キーパルスにより第１の
コンパレータの出力を保持する第１のラッチと、キーパ
ルスにより第２のコンパレータの出力を保持する第２の
ラッチと、キーパルスを積分してキーパルスの有無を判
定する判定回路とを備え、判定回路の出力を低域通過フ
ィルタの制御端子に接続し、キーパルスが入力されない
時には低域通過フィルタのカットオフ周波数を低くして
ＦＭ復調器の出力信号の交流成分を平滑化して直流成分
を取出し、コンパレータに入力するとともに、第１及び
第２のラッチをイネーブル状態とし、キーパルスが入力
される時には低域通過フィルタのカットオフ周波数を高
くしてキーパルスの期間よりも小さな時定数を有するよ
うに設定してＦＭ復調器の出力信号に含まれる雑音成分
のみを平滑化して、コンパレータに入力するとともに、
第１及び第２のラッチをキーパルスの期間のみにおいて
イネーブル状態とし、キーパルスの期間以外ではホール
ド状態として得られる第１及び第２のラッチの出力信号
を用いて、電圧制御発振器を含む位相同期ループによる
周波数ジンセザイザ選局回路の局部発振周波数を徴調す
る構成を備えたものである。
作用
本発明は、−」１記した構成によって、ＦＭ復調器出力
と所定の周波数誤差だけ中間周波数が高くずれた時のＦ
Ｍ復調出力電圧に等しい第１の基準電圧とを第１のコン
パレータで電圧比較し、中間周波数が所定の周波数誤差
以上に中心周波数より高くずれていれば高レベルの出力
を出力する。またＦＭ復調出力と所定の周波数誤差以上
に中間周波数が低くずれた時のＦＭ復調出力電圧に等し
い第２の基準電圧とを第２のコンパレータで電圧比較し
、中間周波数が所定の周波数誤差以上に中心周波数より
低くずれていれば低レベルの出力を出力する。
と所定の周波数誤差だけ中間周波数が高くずれた時のＦ
Ｍ復調出力電圧に等しい第１の基準電圧とを第１のコン
パレータで電圧比較し、中間周波数が所定の周波数誤差
以上に中心周波数より高くずれていれば高レベルの出力
を出力する。またＦＭ復調出力と所定の周波数誤差以上
に中間周波数が低くずれた時のＦＭ復調出力電圧に等し
い第２の基準電圧とを第２のコンパレータで電圧比較し
、中間周波数が所定の周波数誤差以上に中心周波数より
低くずれていれば低レベルの出力を出力する。
キーパルスが入力されない場合は、低域通過フィルタの
カットオフ周波数は低くなりＦＭ復調器の出力信号の交
流成分は平滑化されて直流成分が取り出される。この直
流成分はＦＭの変調信号である映像信号で平均値となる
ので、この電圧値と基準電圧とをコンパレータで比較す
ることにより、平均値ＡＦＣが可能となる。さてキーパ
ルスが入力されない時はラッチはイネーブル状態であり
、コンパレータの出力はそのままラッチから出ノｊされ
る。この周波数誤差検出出力を用いてＰ Ｌ Ｌ周波数
シンセサイザ回路により局部発振周波数を徴調すれば、
ＡＦＣは平均値ＡＦＣ方式となる。
カットオフ周波数は低くなりＦＭ復調器の出力信号の交
流成分は平滑化されて直流成分が取り出される。この直
流成分はＦＭの変調信号である映像信号で平均値となる
ので、この電圧値と基準電圧とをコンパレータで比較す
ることにより、平均値ＡＦＣが可能となる。さてキーパ
ルスが入力されない時はラッチはイネーブル状態であり
、コンパレータの出力はそのままラッチから出ノｊされ
る。この周波数誤差検出出力を用いてＰ Ｌ Ｌ周波数
シンセサイザ回路により局部発振周波数を徴調すれば、
ＡＦＣは平均値ＡＦＣ方式となる。
また、キーパルスが入力される場合は、低域通過フィル
タのカットオフ周波数は高くなりキーパルスの期間より
も小さな時定数に設定される。このためＦＭ復調器の出
力信号に含まれる雑音成分のみが平滑化されてコンパレ
ークに入力され、コンパレータにおいて第１及び第２の
基準電圧と比較されて、その出力をラッチに入力される
。キーパルスの期間ではラッチはイネーブルとなってお
り、ラッチに入力されたデータはそのまま出力される。
タのカットオフ周波数は高くなりキーパルスの期間より
も小さな時定数に設定される。このためＦＭ復調器の出
力信号に含まれる雑音成分のみが平滑化されてコンパレ
ークに入力され、コンパレータにおいて第１及び第２の
基準電圧と比較されて、その出力をラッチに入力される
。キーパルスの期間ではラッチはイネーブルとなってお
り、ラッチに入力されたデータはそのまま出力される。
キーパルスの期間以外ではランチはホールド状態となり
以前に入力された状態を保持する。
以前に入力された状態を保持する。
このようにしてキーパルス毎にＡＦＣのための周波数誤
差検出データが更新されるので、キーパルスの期間での
中間周波数が所定の周波数誤差以内になるようにＰＬＬ
周波数シンセサイザ回路により局部発振周波数を徴調ず
れば、ＡＦＣはキードＡＦＣ方式となる。
差検出データが更新されるので、キーパルスの期間での
中間周波数が所定の周波数誤差以内になるようにＰＬＬ
周波数シンセサイザ回路により局部発振周波数を徴調ず
れば、ＡＦＣはキードＡＦＣ方式となる。
本発明の周波数誤差検出器によれば、キーパルス期間の
周波数誤差の情報はディジタル的な論理値に変換されて
おり、サンプルホールドはデータのラッチにより行なわ
れるので、ＩＣの漏れ電流等によるホールド電位の変化
に伴なう周波数誤差検出の精度劣化は全く生じないこと
になる。
周波数誤差の情報はディジタル的な論理値に変換されて
おり、サンプルホールドはデータのラッチにより行なわ
れるので、ＩＣの漏れ電流等によるホールド電位の変化
に伴なう周波数誤差検出の精度劣化は全く生じないこと
になる。
実施例
以下、本発明の一実施例について、図面を参照しながら
説明する。第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ装
置を示すものである。第１図で７〜１４までは第８図の
従来例における周波数誤差検出器と同等である。３３は
キーパルス入力端子、１４はＤラッチ２０．２１を駆動
するためのＴＴＬレベルに増幅されたキーパルスの入力
端子、１８はキーパルス判定回路の出力端子で、キーパ
ルスがあるときはハイインピーダンス、ない時はローイ
ンピーダンスとなる。トランジスタ３２．４７．４８．
４９及び抵抗３４〜３４．キャパシタンス４２．４５よ
り成るパルス増幅回路は第７図に示すキーパルスを入力
してキーパルスの有無の判定信号Ｂ及びＴ Ｔ Ｌレヘ
ルのキーパルス信号Ａを作る。
説明する。第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ装
置を示すものである。第１図で７〜１４までは第８図の
従来例における周波数誤差検出器と同等である。３３は
キーパルス入力端子、１４はＤラッチ２０．２１を駆動
するためのＴＴＬレベルに増幅されたキーパルスの入力
端子、１８はキーパルス判定回路の出力端子で、キーパ
ルスがあるときはハイインピーダンス、ない時はローイ
ンピーダンスとなる。トランジスタ３２．４７．４８．
４９及び抵抗３４〜３４．キャパシタンス４２．４５よ
り成るパルス増幅回路は第７図に示すキーパルスを入力
してキーパルスの有無の判定信号Ｂ及びＴ Ｔ Ｌレヘ
ルのキーパルス信号Ａを作る。
キーパルスが入力端子３３に入力される時は、トランジ
スタ３２がオフであり、出力端子１８はハイインピーダ
ンスとなっており、低域通過フィルタは抵抗３０及びキ
ャパシタンス１６により構成されるが、この時のフィル
タの時定数はキーパルスのパルス幅（例えばＭＵＳＥ方
弐で方式７μｓに定められている）よりも小さ（して、
ＦＭ復調器３の出力信号がキーパルス幅で充分応答でき
るように設定する必要があり、低域通過フィルタは復調
出力に含まれる高周波ノイズ成分の除去にのみ効果があ
る。
スタ３２がオフであり、出力端子１８はハイインピーダ
ンスとなっており、低域通過フィルタは抵抗３０及びキ
ャパシタンス１６により構成されるが、この時のフィル
タの時定数はキーパルスのパルス幅（例えばＭＵＳＥ方
弐で方式７μｓに定められている）よりも小さ（して、
ＦＭ復調器３の出力信号がキーパルス幅で充分応答でき
るように設定する必要があり、低域通過フィルタは復調
出力に含まれる高周波ノイズ成分の除去にのみ効果があ
る。
これによりキードＡＦＣの対ノイズ特性が改善される。
低域通過フィルタの出力はコンパレーク８及び９によっ
て所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電圧１２
（ＶＨ）及び１３（ＶＬ）と電圧比較される。コンパレ
ータＩＣはキーパルスのパルス幅に比べて充分速く応答
する必要があり、１〜３μｓ程度の応答速度が必要であ
る。この速度は、汎用のコンパレータＩＣで実現できる
ものである。
て所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電圧１２
（ＶＨ）及び１３（ＶＬ）と電圧比較される。コンパレ
ータＩＣはキーパルスのパルス幅に比べて充分速く応答
する必要があり、１〜３μｓ程度の応答速度が必要であ
る。この速度は、汎用のコンパレータＩＣで実現できる
ものである。
コンパレーク８は中間周波数が所定の周波数誤差（例え
ば３００ｋＨｚ）以上に中心周波数（例えば４０２．７
８ ＭＨｚ）よりも高くずれた時に出力する。
ば３００ｋＨｚ）以上に中心周波数（例えば４０２．７
８ ＭＨｚ）よりも高くずれた時に出力する。
また、コンパレータ９は中間周波数が所定の周波数誤差
以上に中心周波数よりも低くずれた時に出力する。Ｄラ
ッチ２０．２１は第２図の構成によって実現され、コン
パレータ８，９の出力は、Ｄラッチ２０．２１のデータ
入力端子にそれぞれ印加されており、キーパルスは各々
のＤラッチのクロック入力端子に印加されており、キー
パルスの入力毎にデータ入力端子の論理値は入力され保
持される。
以上に中心周波数よりも低くずれた時に出力する。Ｄラ
ッチ２０．２１は第２図の構成によって実現され、コン
パレータ８，９の出力は、Ｄラッチ２０．２１のデータ
入力端子にそれぞれ印加されており、キーパルスは各々
のＤラッチのクロック入力端子に印加されており、キー
パルスの入力毎にデータ入力端子の論理値は入力され保
持される。
Ｄラッチ２０．２１の出力は、それぞれＬＰＦ２３゜Ｌ
ＰＦ２４に印加される。ＬＰＦ２３および２４は、受信
ＣＮ比が小さくなり、復調出力に含まれる雑音が増大し
、コンパレータ８，９の出力が正規のブタから誤まって
出力された時のノイズ除去用の積分回路の役割を果す。
ＰＦ２４に印加される。ＬＰＦ２３および２４は、受信
ＣＮ比が小さくなり、復調出力に含まれる雑音が増大し
、コンパレータ８，９の出力が正規のブタから誤まって
出力された時のノイズ除去用の積分回路の役割を果す。
このためこのＬＰＦの時定数はＡＦＣ動作にふされしく
充分大きくすることが望ましく、０．３〜１秒程度に選
ぶべきである。
充分大きくすることが望ましく、０．３〜１秒程度に選
ぶべきである。
キーパルスはＭＵＳＥ方式の場合０．０１７秒毎に入力
されるので、この周期より１０倍程度以上大きく選べば
充分な雑音除去能力が期待できる。このようにして得ら
れた中間周波数の中心周波数に対する周波数誤差検出器
出力ＡＦＣＩ及びＡＦＣ２は、第６図に示したような出
力特性を有するので、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路に
より、局部発振周波数を徴調すれば、キードＡＦＣを実
現できる。
されるので、この周期より１０倍程度以上大きく選べば
充分な雑音除去能力が期待できる。このようにして得ら
れた中間周波数の中心周波数に対する周波数誤差検出器
出力ＡＦＣＩ及びＡＦＣ２は、第６図に示したような出
力特性を有するので、ＰＬＬ周波数シンセサイザ回路に
より、局部発振周波数を徴調すれば、キードＡＦＣを実
現できる。
次にキーパルスが入力端子３３に入力されない時は、ト
ランジスタ３２はオンであり出力端子１８はローインピ
ーダンスとなっており、低域通過フィルタは抵抗３０及
びキャパシタンス１６．３１より構成され、この時のフ
ィルタの時定数は充分大きく、ＦＭ復調器３の出力信号
である映像信号を積分することにより、その平均値直流
電圧を作りだす。この電圧はコンパレータ８及び９によ
って所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電圧１２
（ＶＨ）及び１３（Ｖ、ｉと電圧比較される。比較され
た出力は、それぞれＤラッチ２０．２１に入力される。
ランジスタ３２はオンであり出力端子１８はローインピ
ーダンスとなっており、低域通過フィルタは抵抗３０及
びキャパシタンス１６．３１より構成され、この時のフ
ィルタの時定数は充分大きく、ＦＭ復調器３の出力信号
である映像信号を積分することにより、その平均値直流
電圧を作りだす。この電圧はコンパレータ８及び９によ
って所定の周波数誤差の限界値に相当する基準電圧１２
（ＶＨ）及び１３（Ｖ、ｉと電圧比較される。比較され
た出力は、それぞれＤラッチ２０．２１に入力される。
キパルスのない時にはＤラッチ２０．２１は常にイネー
ブル状態となっているので、電圧比較出力はそのままＤ
ラッチ２０．２１からそれぞれ出力される。
ブル状態となっているので、電圧比較出力はそのままＤ
ラッチ２０．２１からそれぞれ出力される。
この場合では変調信号の平均周波数に相当する復調出力
信号の平均直流電圧値と基準電圧とが比較するので、こ
れらの比較出力を用いてＰ Ｌ Ｌ周波数ジンセザイザ
回路により、局部発振周波数を徴調すれば、平均値ＡＦ
Ｃが実現できる。
信号の平均直流電圧値と基準電圧とが比較するので、こ
れらの比較出力を用いてＰ Ｌ Ｌ周波数ジンセザイザ
回路により、局部発振周波数を徴調すれば、平均値ＡＦ
Ｃが実現できる。
発明の効果
以上のように、本発明によればキーパルスの有無を判定
してＦＭ復調出力を平滑化する際の低域通過フィルタの
カットオフ周波数を切替え、かつＤラッチのクロック端
子にキーパルスを入力する構成によりキードＡＦＣ及び
平均値ＡＦＣの両方式に自動的に方式を切替え対応でき
るので、その実用的効果は大なるものがある。
してＦＭ復調出力を平滑化する際の低域通過フィルタの
カットオフ周波数を切替え、かつＤラッチのクロック端
子にキーパルスを入力する構成によりキードＡＦＣ及び
平均値ＡＦＣの両方式に自動的に方式を切替え対応でき
るので、その実用的効果は大なるものがある。
第１図は本発明の一実施例におけるＡＦＣ装置のブロッ
ク図、第２図は同実施例におけるＤラッチのブロック図
、第３図は従来例におけＡＦＣ装置のブロック図、第４
図はそのＦＭ復調器の入力周波数対復調出力電圧の特性
図、第５図は従来例における周波数誤差検出器のブロッ
ク図、第６図は従来例における周波数誤差検出器の入出
力特性図、第７図はそのキーパルスの特性図、第８図は
キードＡＦＣに対応した従来例における周波数誤差検出
器のブロック図である。 ８．９・・・・・・コンパレータ、２０．２１・・・・
・・Ｄラッチ、２３、２４・・・・・・誤差検出ノイズ
除去用ＬＰＦ、１２．１３・・・・・・比較用基準電圧
、１６．３０・・・・・・低域通過フィルタ。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名ＡＮＤゲ゛
−ト ！ 入力ｍ’３− 図 一△犬 すＯ ÷Ａす ）ｆＩ汲救
ク図、第２図は同実施例におけるＤラッチのブロック図
、第３図は従来例におけＡＦＣ装置のブロック図、第４
図はそのＦＭ復調器の入力周波数対復調出力電圧の特性
図、第５図は従来例における周波数誤差検出器のブロッ
ク図、第６図は従来例における周波数誤差検出器の入出
力特性図、第７図はそのキーパルスの特性図、第８図は
キードＡＦＣに対応した従来例における周波数誤差検出
器のブロック図である。 ８．９・・・・・・コンパレータ、２０．２１・・・・
・・Ｄラッチ、２３、２４・・・・・・誤差検出ノイズ
除去用ＬＰＦ、１２．１３・・・・・・比較用基準電圧
、１６．３０・・・・・・低域通過フィルタ。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名ＡＮＤゲ゛
−ト ！ 入力ｍ’３− 図 一△犬 すＯ ÷Ａす ）ｆＩ汲救
Claims (1)
- カットオフ周波数を２種類に切替える制御端子を有する
低域通過フィルタを介してＦＭ復調器の出力と第１の基
準電圧とを入力する第１のコンパレータと、前記低域通
過フィルタを介して前記ＦＭ復調器の出力と第２の基準
電圧とを入力する第２のコンパレータと、キーパルスに
より前記第１のコンパレータの出力を保持する第１のラ
ッチと、前記キーパルスにより前記第２のコンパレータ
の出力を保持する第２のラッチと、前記キーパルスを積
分してキーパルスの有無を判定する判定回路とを備え、
判定回路の出力を前記低域通過フィルタの制御端子に接
続し、キーパルスが入力されない時には前記低域通過フ
ィルタのカットオフ周波数を低くしてＦＭ復調器の出力
信号の交流成分を平滑化して直流成分を取出し、コンパ
レータに入力するとともに、第１及び第２のラッチをイ
ネーブル状態とし、キーパルスが入力される時には前記
低域通過フィルタのカットオフ周波数を高くしてキーパ
ルスの期間よりも小さな時定数を有するように設定して
ＦＭ復調器の出力信号に含まれる雑音成分のみを平滑化
して、コンパレータに入力するとともに、第１及び第２
のラッチをキーパルスの期間のみにおいてイネーブル状
態とし、キーパルスの期間以外ではホールド状態として
得られる第１及び第２のラッチの出力信号を用いて、電
圧制御発振器を含む位相同期ループによる周波数シンセ
サイザ選局回路の局部発振周波数を徴調することを特徴
とするＡＦＣ装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63307992A JPH02154514A (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | Ａｆｃ装置 |
| US07/356,237 US4955074A (en) | 1988-05-30 | 1989-05-24 | AFC apparatus with selection between average value mode and keyed mode |
| DE89305378T DE68911384T2 (de) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | AFC-Gerät. |
| EP89305378A EP0344991B1 (en) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | AFC apparatus |
| AU35230/89A AU596768B2 (en) | 1988-05-30 | 1989-05-26 | Afc apparatus |
| CA000600917A CA1322024C (en) | 1988-05-30 | 1989-05-29 | Afc apparatus |
| KR1019890007225A KR920008656B1 (ko) | 1988-05-30 | 1989-05-30 | Afc 장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63307992A JPH02154514A (ja) | 1988-12-06 | 1988-12-06 | Ａｆｃ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02154514A true JPH02154514A (ja) | 1990-06-13 |
| JPH0582088B2 JPH0582088B2 (ja) | 1993-11-17 |
Family
ID=17975603
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63307992A Granted JPH02154514A (ja) | 1988-05-30 | 1988-12-06 | Ａｆｃ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02154514A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04152709A (ja) * | 1990-10-16 | 1992-05-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ａｆｃ装置 |
-
1988
- 1988-12-06 JP JP63307992A patent/JPH02154514A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04152709A (ja) * | 1990-10-16 | 1992-05-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ａｆｃ装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0582088B2 (ja) | 1993-11-17 |
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Legal Events
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