JPH0216673B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流モータの駆動回路に関するもので
あり、更に詳しくは、該駆動回路に用いられてい
るパワートランジスタの耐圧保護に好適な駆動回
路に関するものである。

さて、少なくも二つの通電コイルと、Ｎ極領域
とＳ極領域を有する磁石板と、前記二つの通電コ
イルへ交互に切り換えて直流電流を通電する通電
切換手段とを備え、通電コイルに流れる電流と磁
石板において発生する磁束との相互作用により磁
石板が回転子として通電コイルに対して相対的に
回転し、該磁石板の通電コイルに対する相対的回
転位置に従つて前記通電切換手段による通電切換
動作を制御することにより、磁石板の回転子とし
ての回転動作を継続するようにした直流モータ
が、例えば磁気録画再生装置（VTR）における
シリンダ駆動用モータなどとして知られている。

第１図イはかかる従来の直流モータの原理的構
成を示す側面図、第１図ロは同じく上面図であ
る。

これらの図において、１は円板状のヨーク、２
は円板状の磁石、３Ａ，３Ｂ，４Ａおよび４Ｂは
それぞれ第１Ａ図にその斜視図を示した如き、通
電コイルであり、５は軸である。第１図ロは、磁
石板２を上から見た図であるが、もしこの磁石板
２が透明体であるとすると、点線で示した如き、
通電コイル３Ａ，３Ｂと４Ａ，４Ｂがヨーク１上
に載置されているのが見える筈である。各通電コ
イルは、第１Ａ図に見られる如く、例えば三角形
状の小さなプラスチツク製コアＫを芯としてコイ
ルを三角形状に巻回したものから成つている。

円板状の磁石板２における磁化領域は、第１Ｂ
図に示す如く、中心点のまわりに、60度の角度で
Ｎ、Ｓ、零、Ｎ、Ｓ、零の各領域が存在してい
る。なお零領域というのは、無磁化領域である
が、実際は、点線で示す如く分割された弱い
（Ｓ）領域と弱い（Ｎ）領域とから成つている。

コイル３Ａと３Ｂが一組となり、コイル４Ａと
４Ｂが他の一組となり、それぞれ組ごとに直流電
流が切り換えて通電される。磁石板２からヨーク
１を経て閉磁路が構成されるので、この磁束と、
通電コイル（例えば３Ａと３Ｂ）に流れる直流電
流との相互作用によりトルクが発生し、この場
合、ヨーク１上の通電コイルが固定されているの
で、磁石板２が軸５と共に回転する。磁石板２の
回転位置により、例えばそれまで通電コイル３Ａ
と３Ｂの組に流していた直流を、通電コイル４Ａ
と４Ｂの組に切り換えて流すことにより、磁石板
２の回転子としての回転動作が継続されるが、こ
の回転動作については後にも説明する。

第１Ｂ図において、磁石板２を矢印方向に回転
させたときに、磁石板２の周辺上の固定点Ｐにお
いて観測される磁束密度の変化を示せば、第２図
イに示す如くなる。すなわちＮ領域では正の磁束
密度が、Ｓ領域では負の磁束密度が観測され、零
領域では、弱い正と負の磁束密度が観測される。
第２図イに示す波形を模式的に示すと第２図ロに
示す如くなる。磁界の強さ（磁束密度）を電気量
に変換するホール素子をＰ点に配置して、その出
力波形（第２図イまたはロ）を観測すれば逆に回
転子（磁石板２）の回転位置を知ることができる
ので、かかるホール素子を回転子の回転位置検出
器として用いることができる。

さて、上記に概略説明した如き従来の直流モー
タでは、回転子の回転位置検出器（例えばホール
素子）からの矩形波出力（厳密には第２図ロに示
した如き歪み波形であるが、これを増幅すると矩
形波になつてしまうので、矩形波出力とする）を
用いて、二組の通電コイルの間での通電切換を行
なつていた。このことを具体的に第３図に参照し
て説明する。

第３図は従来の直流モータ駆動回路を示す回路
図である。同図において、６はホール素子の如き
回転子の回転位置検出器、７は通電切換手段、８
ａと８ｂはそれぞれ駆動トランジスタ、９ａと９
ｂはそれぞれコンデンサ、３と４はそれぞれ通電
コイル、１０はモータ用電圧である。また制御電
流発生回路１１は、通電切換手段７の切換作用に
よりコイル３または４に流れる電流を、モータの
回転速度が一定になるように制御する回路であ
る。

第３図において、位置検出器６からの矩形波出
力でコイル３，４の順次切換通電手段７を働かせ
て、駆動トランジスタ８ａ，８ｂで制御電流発生
回路１１からの電流を電流増幅し、コイル３，４
に順次矩形波電流として通電する。第４図イに示
す１２は、駆動トランジスタ８ａ，８ｂのベース
電圧波形、同図ロに示す１３は、コレクタ電圧波
形（コンデンサ９ａ，９ｂなしの時）をそれぞれ
示している。該コレクタ電圧波形１３からわかる
ように、コイル３，４への通電を急激にしや断、
すなわち急激に駆動トランジスタ８ａ，８ｂをし
や断させた時、コイル３，４に発生する逆起電力
とモータ用電圧１０との和の電圧により前記トラ
ンジスタ８ａ，８ｂに供給される電流により、該
トランジスタ８ａ，８ｂのオフ抵抗に生ずる電圧
降下のために、コレクタ電位が第４図ロの１３に
示す如く急激に上昇する。

この電位上昇で上記駆動トランジスタ８ａ，８
ｂのコレクタ−エミツタ耐圧限度を越えて電位が
上昇してしまい、上記駆動トランジスタ８ａ，８
ｂが破壊してしまう可能性がある。それを防止す
るために、第３図に示す回路例では、コレクタ−
エミツタ間に大容量コンデンサ９ａ，９ｂが付け
てある。別の例では、コレクタ−エミツタ間の容
量の他にコレクタ−ベース間にも比較的小容量の
コンデンサを付けたものである。そこで、直流モ
ータの駆動回路のIC化を考えた場合、大容量の
コンデンサは、IC化に不向きという欠点がある。

このような欠点を改善するために、コイルの順
次切換え通電を、徐々に開始してゆつくりしや断
することにより、コイル端に発生する逆起電力を
低減させて、出力段に設けられた容量を削除、あ
るいは容量値を小さくすることのできる直流モー
タ駆動回路を本発明者等は別途提案し、特許出構
をしているので、以下、これについて概略を説明
する。

本発明者等の別途提案にかかる駆動回路では、
回転子の位置検出器からの、立上り、立下りの急
峻な矩形波出力を、直接コイルの順次通電切換手
段に入力するのではなくて、上記矩形波出力よ
り、台形波を発生させる手段を設け、上記台形波
でコイルの順次通電切換手段を働かせ、制御電流
をコイルに順次台形波電流で通電して上記欠点を
改善するようにしたものである。

先ず第５図は、先に概略説明した直流モータの
回転原理を改めて正確に説明するための説明図で
ある。同図においては、磁石板２と二組の通電コ
イル３Ａ，３Ｂと４Ａ，４Ｂの相対的位置関係を
分り易くするために、中心部に磁石板２を、そし
て周辺に通電コイルを配置して示した。

第５図において、６は回転子の回転位置検出器
（例えばホール素子）、磁石板２における着磁状況
は先に第１Ｂ図を参照して詳述したとおりであ
り、各コイル３Ａ，，３Ｂ，４Ａ，４Ｂの巻かれ
ている角度は60度、コイルとコイルの隣り合う間
隔は30度、となつており、磁石板２が回転子とな
る。

先ず第５図ａに示すように、コイル４Ａに矢印
で示すように電流が流れたときに、外向きの電
流、中心向きの電流の流れるコイル部分に、フレ
ミングの左手の法則より、それぞれ右回りの回転
トルクが発生する。しかし、コイル３（Ａ，Ｂ），
４（Ａ，Ｂ）は固定されているので、磁石板２が
左回りの回転することになる。位置角で磁石板２
が30度だけ動いたときに、第５図ｂに示すような
位置関係になる。ここで、コイル３Ｂに矢印で示
すように通電すれば、外向きの電流の流れるコイ
ル部分にトルクが発生し、回転運動が維持される
ことになる。更に、位置角で90度回転した第５図
ｃでは、コイル３Ｂに通電することにより、中心
向きの電流の流れるコイル部分に、トルクが発生
し、回転運動は維持される。これを、電気角360
度、即ち、位置角180度について見れば、常に左
回りに磁石板２が回転することがわかる。ここ
で、コイル３，４がそれぞれＡ，Ｂと２個づつあ
るのは、回転効率を上げるためである。

第６図イに示す３３は、第５図における位置検
出器６の出力波形を示す波形図であるが、これに
ついては先に第２図を参照して説明した。磁石板
２における零領域は、“Ｎ”領域から“Ｓ”領域
に磁束密度が、急峻でなく滑らかに変化するよう
に弱くＳとＮが着磁してあることも先にも説明し
た。上記磁石板２に、上記出力波形３３でわかる
ように磁束歪手段（零領域の存在）を設けること
により、電気角360度で合成回転トルクが零にな
る点はなくなるが、この出力波形３３より直接立
上り、立下りで同一の傾きを持つ台形波を作るこ
とは技術的に困難であるので、一度、第６図ロの
３４に示すような矩形波に変換した後、第６図ハ
に示すような台形波３５を作るとよい。

第７図は本発明者等の別途提案にかかる直流モ
ータ駆動回路を示すブロツク図である。同図にお
いて、第３図におけるのと同一物には同一符号を
付してあるが、そのほか、１４は台形波発生回
路、１５ａ，１５ｂはそれぞれ電流増幅器であ
る。

第７図において、回転子の回転位置検出器６か
らの矩形波出力を入力された台形波発生回路１４
は、台形波を作成して出力し、これによつて通電
切換手段７を働かせることにより、電流増幅器１
５ａ，１５ｂで交互に、制御電流発生回路１１か
らの電流を増幅してコイル３と４へそれぞれ台形
波電流として供給する。

第８図、本発明者等の別途提案にかかる直流モ
ータ駆動回路の具体的回路図である。同図におい
ては、回転子の回転位置検出器としてホール素子
６Ａを用いている。そのほか、１６は差動増幅
器、１７は定電流源（定電流の電流値I₀）、１８，
１９，２０はそれぞれトランジスタ、２１はエミ
ツタホロワ回路、２３，２４はそれぞれトランジ
スタ、２５は電源である。

第８図において、ホール素子６Ａの出力を差動
増幅器１６で増幅し矩形波にして台形波発生回路
１４へ送る。該発生回路１４からの台形波でもつ
て通電切換手段７（本例では、上記台形波出力を
ベース入力としたトランジスタ２３，２４から成
る差動スイツチング回路）を働かせ、制御電流発
生回路１１からの電流を交互に切り換えて電流増
幅器１５ａと１５ｂへ供給する（ここではダーリ
ントン接続したトランジスタのベース電流）。こ
のようにして、台形波入力電流を増幅して得られ
る電流がコイル３と４へ通電されることになる。

次に台形波発生回路１４の詳細を説明する。差
動増幅器１６からの２出力を高利得差動増幅器を
構成するトランジスタ１８，１９のベースに入力
する。１７は定電流源（電流値I₀）、D₁はダイオ
ード、R₁，R₂はそれぞれ抵抗、２０はトランジ
スタである。上記高利得差動増幅器の出力は、ト
ランジスタ２０と１９の各コレクタを付き合わせ
にした点Ｑから取り出す。そのために、高出力イ
ンピーダンスとなつている。トランジスタ１９の
オン、オフに従つて、コンデンサＣにIC端子２
２を介して充電・放電がなされる。IC端子２２
というのは、コンデンサＣを外付けするのに必要
な端子であり、本提案と直接関係があるわけでは
ない。

コンデンサＣへの充放電経路を分り易く説明す
ると次の如くである。先ずトランジスタ１８がオ
ンしているとき、ダイオードD₁と抵抗R₁に電流
が流れるのでトランジスタ２０もオンし、トラン
ジスタ２０、抵抗R₂にも電流が流れる。このと
きの電流はコンデンサＣの放電により得られる電
流である。逆にトランジスタ１９がオンしている
ときは、トランジスタ１８はオフする。すると、
ダイオードD₁、抵抗R₁には電流が流れなくなる
からトランジスタ２０もオフする。そこで定電流
源１７からトランジスタ１９を通つた電流はコン
デンサＣに流れ込んでその充電を行なう。この
時、上記差動増幅器の出力インピーダンスが大き
いために、等価的に電流源を通しての充放電と考
えられる。電流源を通してのコンデンサＣへの充
放電では、時間と充放電される電荷量は比例す
る。すなわち、コンデンサＣの容量をC₀とし、
コンデンサに蓄えられた電荷量をＱとし、コンデ
ンサの両端電圧をＶとすると、次の式が成立す
る。

Ｑ＝C₀V ………(1) 従つて、これを変形して次の式を得る。

Ｖ＝Ｑ／C₀＝∫idt／C₀ ………(2) 但し、ｉはコンデンサに流入する電流である
が、この場合、定電流I₀であるから、上記(2)式を
書き直すと次の如くなる。

Ｖ＝I₀・ｔ／C₀ ………(3) 但し、ｔは時間である。

上記(3)式から、コンデンサＣの両端電圧Ｖは、
コンデンサの充電時には、I₀／C₀なる傾きで上昇 し、放電時には−I₀／C₀なる傾きで下降することが 分かる。他方、バイアス抵抗R₄，R₃で分割され
た電圧で、エミツタホロワ２４を働かせて基準電
圧源を作る。そして、リミツタ用ダイオードD₂，
D₃で、コンデンサＣの他端電圧が上昇または下
降して基準電圧±V_F（但しV_FはダイオードD₂，
D₃による電圧降下）となるところでリミツタを
かける。以上で、台形波ができる。

第９図イに示す３６は発生した台形波を示す波
形図である。その振幅３７は2V_Fで、その中心電
位はエミツタホロワ２１の出力電位である。第９
図ロ，ハに示す３８，３９は、それぞれコイル
３，４を流れる電流、第９図ニ，ホに示す４０，
４１は、それぞれ速度制御をかけたときコイル
３，４の他端に生じる電位（本実施例では、ダー
リントン接続したトランジスタのコレクタ電位）
を示している。急激な電位上昇は生じないことが
わかる。更に、定電流源１７からの電流値I₀を小
さくすれば、IC回路の外に端子２２から付ける
コンデンサＣの容量値も小さくできて都合が良
い。

上記に説明した本発明者等の別途提案にかかる
駆動回路においては、回転子位置検出器からの矩
形波出力を台形波に変えて通電切換手段に入力す
るものであるが、その台形波の傾きは常に一定で
あつたから、モータ電流が大きくなると、等価的
に通電切換が急激になされたことになるという欠
点があつた。以下、第１０図を参照してこのこと
を分り易く説明する。

第１０図イは、通電切換手段に入力される台形
波出力の波形図である。すなわち、通電切換手段
においては、時間Δtの間に通電切換を完了する。
その波形の傾きθは常に一定であつた。モータ電
流が定常値I₁にあつたとすると、第１０図ロに示
す如く、電流値I₁は通電切換手段によつて時間Δt
の間に零からI₁まで（またはその逆に）変化しな
ければならないので、傾き角はθ₁となる。次にモ
ータの起動時などにおいて、大きな起動電流I₂が
流れているときは、第１０図ハに示す如く、やは
り通電切換手段の働きにより、起動電流I₂はΔt時
間の間に零からI₂まで（またはその逆に）変化し
なければならないので、傾き角はθ₂となり、θ₂＞
θ₁となる。傾き角θ₂が大きいということは、電流
の切換が急峻に行なわれたことと等価であり、駆
動トランジスタの破壊につながる。

すなわち、本発明者等の別途提案にかかる駆動
回路は、台形波の傾きθが常に一定であつたか
ら、直流モータの定常時回転においては有効であ
つても、起動時などのように、回転速度が遅く、
大きな起動電流が流れる場合には、必ずしも有効
ではないという欠点があつた。

本発明は上述のような、別途提案にかかる直流
モータ駆動回路の欠点を除去するためになされた
ものであり、従つて本発明の目的は、起動時など
においてモータ電流の大きいときは、通電切換手
段に入力される台形波出力の傾きθを小さくして
切換に要する時間Δtを長くし、モータ電流が定
常時で比較的小さいときは、台形波出力の傾きθ
を大きくして切換に要する時間Δtを短くし、モ
ータ電流の大小にかかわらずコイルの逆起電力に
より生じる駆動トランジスタのコレクタ電位の上
昇を一定限度内に収めることのできる直流モータ
駆動回路を提供することにある。

本発明では、各コイルに順次切換え通電する通
電切換手段を働かせる台形波入力の傾きを、モー
タの速度制御回路の出力に応じて可変することに
より上記目的を達成するものである。

次に図を参照して本発明の一実施例を説明す
る。第１１図は本発明の一実施例を示すブロツク
図である。同図において、１４Ａが本発明による
台形波発生回路である。そのほか、４２は回路電
源、４３はコンデンサ４７の充電用の電流量可変
の定電流源、４５はコンデンサ４７の放電用の電
流量可変の定電流源（但し、両電流源とも同一電
流値で使用する）、４４はコンデンサ４７の充放
電切換手段、４６はコンデンサ４７を外付けする
ためのIC端子である。４８は制御入力端子であ
るが、この端子４８には、図示せざるモータ速度
検出手段からの速度制御電圧が入力される。つま
り、モータ起動時のような、モータ速度が低く
て、大きなモータ電流（起動電流）を要するとき
は、端子４８に入力される制御電圧は高くなり、
モータ速度が定常速度に達し、モータ電流が小さ
くてよいときは、制御電圧は低くなる。４９は基
準電圧、５０は制御アンプ、である。

次に動作を説明する。回転子の回転位置検出器
６からの矩形波出力を受け、台形波発生回路１４
Ａで台形波を作る。この台形波でもつて、コイル
３，４の順次切換通電手段７を働かせて、電流増
幅器１５ａ，１５ｂで制御電流発生回路１１から
の出力を電流増幅し、コイル３，４の順次切換通
電を台形波電流で行なう。ここで台形波発生回路
１４Ａにおいては、回転位置検出器６からの矩形
波出力に応じて、切換手段４４が切換動作を行な
い、端子ａ，ｂが接続されているときは、定電流
源４３からコンデンサ４７に定電流充電を行な
い、端子ａ，ｃが接続されたら定電流源４５を用
いてコンデンサ４７の定電流放電を行なう。かか
るコンデンサの充放電作用によつて台形波が作成
されることは、すでに第８図を参照して説明した
とおりである。

所で、制御入力端子４８に入力される制御電圧
が上昇し、モータ電流が大きいことを示すと、台
形波発生回路１４Ａでは、そのことにより電流可
変の定電流源４３と４５の定電流値を可変制御し
て小さくする。すると、前記(3)式により、台形波
の傾きを小さくすることができるので、通電切換
手段７において、モータ電流が大きいにもかかわ
らず、急峻なしや断、切換を避けることができ
る。制御入力端子４８に入力された制御電圧と基
準電圧４９との誤差電圧は制御アンプ５０から出
力されて制御電流発生回路１１に至り、モータ電
流を制御する。

モータの起動がすむと、制御入力端子４８に入
力される電圧は下降し、モータ電流は減少してく
るが、それに応じて定電流源４３，４５における
定電流値を大きくして台形波の傾きをもとに戻
す。

第１２図は、第１１図の回路における各部電
流・電圧波形を示す。５３，５４は台形波発生回
路１４Ａの出力波形で、５４はコイルに大電流を
流す時の波形であり、波形５３から５４へはリニ
アに傾きが変化する。５５，５６は、それぞれ５
３，５４の台形波により通電切換手段７を働かせ
たときにコイル３または４に流れる電流波形であ
る。すなわちこの台形波５５，５６の傾きは常に
一定になる。これにより５７に示す電流増幅器１
５ａまたは１５ｂの出力電圧波形は、モータ電流
が大電流時にも、大きな逆起電圧を発生させない
ものとなる。

第１３図は本発明の一実施例を示す具体的回路
図である。同図において、１４Ａは台形波発生回
路、５０は制御アンプ、７は通電切換手段、１１
は制御電流発生回路、６Ａは回転子位置検出器と
してのホール素子、１６は差動増幅器、である。

さて第１３図において、回転子位置検出器とし
てのホール素子６Ａの出力を差動増幅器１６で増
幅し矩形波にして台形波発生回路１４Ａに送る。
該発生回路１４Ａからの台形波でもつて通電切換
手段７（本実施例では、上記台形波出力をベース
入力とした差動スイツチング回路７３，７４）を
働かせ、制御電流発生回路１１の出力電流を電流
増幅器１５ａ，１５ｂに順次切り換えて供給す
る。増幅器１５ａ，１５ｂで増幅された電流がコ
イル３，４に通電される。

台形波発生回路１４Ａの詳細を説明する。差動
増幅器１６からの２出力を、差動増幅器を構成す
るトランジスタ６５，６６のベースに入力する。
６０は定電流源（電流値I₀）である。上記差動増
幅器の出力は、トランジスタ６６と６８の各コレ
クタを接続して出来る接続点Ｑから取り出す。そ
のために、高出力インピーダンスとなつている。
トランジスタ６６のオン、オフに従つて、コンデ
ンサＣ（容量値C₀）に充電・放電がなされる。こ
の充放電経路は、先に第８図の説明においても述
べたとおり、トランジスタ６５がオンしていると
き、トランジスタ６８もオンし、コンデンサＣは
トランジスタ６８を通して放電する。またトラン
ジスタ６６がオンしているときは、トランジスタ
６５，６８はオフしているので、定電流源６０か
らトランジスタ６６を通つてコンデンサＣに充電
がなされる。以下、台形波の発生する動作手順
は、第８図に関して説明した所と変わらないので
説明を繰り返えさない。

さて制御アンプ５０において、トランジスタ７
９と８０が図示の如く接続されているが、トラン
ジスタ８０のベースは定電位E₂にある。そこで
トランジスタ７９のベース電位の方が定電位E₂
より高くなると、トランジスタ７９の方に余計電
流が流れる。トランジスタ８３のコレクタとトラ
ンジスタ８０のコレクタとの接続点は制御電流発
生回路１１へ接続されている。今、トランジスタ
７９のベース電位が高くなつてトランジスタ７９
に電流が多く流れトランジスタ８０の方には電流
が流れなくなつたとする。するとダイオードD₄
に電流が流れてトランジスタ８３の方にも同じ電
流量が流れる。この電流は矢印Ｙ方向に流れて制
御電流発生回路１１へ供給される。逆にトランジ
スタ７９のベース電位が低下し、基準電位E₂に
ほゞ等しいか、それ以下に低下すると、トランジ
スタ７９はオフし、ダイオードD₄にも電流が流
れなくなる。するとトランジスタ８３にも電流が
流れない。するとトランジスタ８０に流れる電流
は、制御電流発生回路１１から逆に矢印Ｓで示す
如く流れてくる形になる。トランジスタ７９のベ
ース電位は、制御入力端子４８に入力される制御
電圧の大小（トランジスタ７５のオン、オフ）に
より決まるので、結局、モータ速度の大小に従つ
て制御電流発生回路１１から供給する電流を制御
していることになる。

次に台形波発生回路１４Ａから出力される台形
波の傾きを変える働きについて説明する。今、制
御入力端子４８に入力される制御電圧が高くな
り、モータにおいて大電流が要求されているもの
とする。するとトランジスタ７５がオンし、その
ため電源２５から抵抗R₂を介して流れてくる電
流が増し、抵抗R₂における電圧降下が大きくな
る。するとトランジスタ６２において、エミツタ
電位の方がベース電位より低くなり、トランジス
タ６２がオフしてしまう。すると、コンデンサＣ
の充放電に資する電流源は定電流源６０だけとな
るので、充放電々流の値が小さくなり、前記(3)式
により台形波の傾きが小さくなる。

他方、制御入力端子４８に入力される制御電圧
が低下し、モータにおいて大電流が要求されてい
ないときには、トランジスタ７５はオフする。す
ると抵抗R₂を通つてトランジスタ７５へ流れる
電流もなくなるので、トランジスタ６２のエミツ
タ電位が上昇しトランジスタ６２はオンする。す
るとトランジスタ６２のベースに印加されている
基準電位E₁と電源２５とによつて抵抗R₂，R₁に
流れる電流が定まる。すなわちコンデンサＣの充
放電々流は、定電流源６０による電流のほか、ト
ランジスタ６２を流れる電流が加わるため、電流
値が増大し、その結果、回路１４Ａから出力され
る台形波の傾きが大きくなる。

以上、本発明は二つのコイルを持つモータにつ
いて説明したが、２つ以上のコイルを持ち、モー
タ回転に応じ順次各コイルへの通電を切り換えて
行く他のモータについても、本発明を適用できる
ことは明らかである。

本発明によれば、モータ・コイルに流れる電流
量が変化した時にも、コイルに流れる台形波電流
の傾きを一定にして、コイルの逆起電力により生
じる駆動トランジスタのコレクタ電位の上昇を一
定限度に押えることができるので、比較的低耐圧
のトランジスタを駆動トランジスタとして使用す
ることができる。このためIC化に適した回路構
成が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図イは従来の直流モータの原理的構成を示
す側面図、第１図ロは同じく上面図、第１Ａ図は
通電コイルの斜視図、第１Ｂ図は磁石板における
磁化領域の説明図、第２図イは、第１Ｂ図におい
て磁石板２を矢印方向に回転させたとき、周辺の
固定点Ｐにて観測される磁束密度の変化を示す波
形図、第２図ロはそれを模式的に示した波形図、
第３図は従来の直流モータ駆動回路を示す回路
図、第４図は第３図の回路における要部の信号波
形図、第５図は直流モータの回転原理説明図、第
６図は第５図における回転位置検出器６の出力波
形図、第７図は本発明者等の別途提案にかかる直
流モータ駆動回路を示すブロツク図、第８図は本
発明者等の別途提案にかかる直流モータ駆動回路
の具体的回路図、第９図は第８図の回路における
各部信号の波形図、第１０図は本発明者等の別途
提案にかかる直流モータ駆動回路の欠点を説明す
るための波形図、第１１図は本発明の一実施例を
示すブロツク図、第１２図は第１１図における各
部信号の波形図、第１３図は本発明の一実施例を
示す具体的回路図、である。 符号説明、１……ヨーク、２……磁石板、３，
４……コイル、５……軸、６……回転位置検出
器、７……通電切換手段、１０……モータ用電
圧、１１……制御電流発生回路、１４……台形波
発生回路、１５……電流増幅器、１６……差動増
幅器、１７……定電流源、２１……エミツタホロ
ワ、２５……電源、４２……回路電源、４３，４
５……電流可変の定電流源、４４……充放電切換
手段、４８……制御入力端子、４９……基準電
圧、５０……制御アンプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも二つの通電コイルと、Ｎ極領域と
   Ｓ極領域を有する磁石板と、前記二つの通電コイ
   ルへ制御電流発生回路からの直流電流を交互に切
   り換えて通電する通電切換手段と、前記通電切換
   手段へ切り換えのタイミングを台形波の発生によ
   り指示すると共に、その台形波の傾きによつて切
   換速度をも指示する台形波発生手段と、を有して
   成り、通電コイルに流れる電流と磁石板において
   発生する磁束との相互作用により磁石板が回転子
   として通電コイルに対して相対的に回転し、該磁
   石板の通電コイルに対する相対的回転位置の検出
   器から得られる位置検出信号を前記台形波発生手
   段に入力しそれと同期して該台形波発生手段から
   得られる台形波に従つて前記通電切換手段による
   通電切換動作を制御することにより、磁石板の回
   転子としての回転動作を継続すると共に、その回
   転速度に従つて前記制御電流発生回路から発生す
   る直流電流の大きさを制御するようにした直流モ
   ータにおいて、 前記モータの回転速度の大小に従つて前記台形
   波発生手段を制御してそこから発生する台形波の
   傾きを調節する傾き調節手段を具備したことを特
   徴とする直流モータ駆動回路。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の直流モータ駆動
   回路において、前記台形波発生手段がコンデンサ
   と該コンデンサへの定電流充放電回路から成り、
   前記傾き調節手段が前記定電流充放電するその定
   電流値をモータ回転速度に応じて可変する手段か
   ら成ることを特徴とする直流モータ駆動回路。