JPH0217703A - 周波数復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は少なくとも１つのコンデンサ素子を有するイン
ダクタンスフリー回路を含む周波数復調器と、作動状態
と周波数復調回路自体が測定回路により調整される較正
状態との間で前記周波数復調回路の状態切換えを行う切
換え装置と、較正信号を発生する較正信号源と、入力端
子が前記測定回路の制御信号出力端子に接続された同調
補正回路とを具える周波数復調回路に関するものである
。

（従来の技術） かかる周波数復調回路はドイツ連邦共和国特許明細書第
ＤＢ−Ｃ２，４１３，９１７号に記載されている。この
ドイツ国の明細書には、容量素子によって乗算回路の２
つの入力端子間に配列された遅延回路の一部分を構成す
るようにしている。この場合には遅延回路はインダクタ
ンスを含まず、乗算回路と相俟って周波数復調器を構成
するようにしている。

この遅延回路の容量素子は測定回路によって制御し得る
と共に同調補正回路を構成し、これにょって、測定回路
により決まり、較正状態にある較正信号源により周波数
復調器に供給される較正周波数に相当する値に周波数復
調器の同調を調整し得るようにする。従って較正周波数
はＳＥＣＡＭ搬送色信号の２つの色差信号の静止周波数
の平均値となる。

本発明は他の型の周波数復調器および他の較正周波数に
対しても好適な同調補正特性が得られるようにした上述
した種類の周波数復調回路を提供することを目的とする
。

本発明は少な（とも１つのコンデンサ素子を有するイン
ダクタンスフリー回路を含む周波数復調器と、作動状態
と周波数復調回路自体が測定回路により調整される較正
状態との間で前記周波数復調回路の状態切換えを行う切
換え装置、較正信号を発生する較正信号源と、入力端子
が前記測定回路の制御信号出力端子に接続された同調補
正回路とを具える周波数復調回路において、前記周波数
復調回路は主として前記測定回路とは独立したコンデン
サ素子を組込んだ集積回路とし、前記同調補正回路には
周波数復調回路の出力信号振幅を制御する乗算器を設け
、この乗算器の出力端子を前記測定回路の制御信号出力
端子に結合するようにしたことを特徴とする。

これがため、同調補正回路によって出力信号の振幅、即
ち、出力信号の値の変化、および周波数復調回路の入力
信号の所定の周波数スイングを乗算器によって制御する
。

集積回路として構成され、例えば、計数検出器、ＲＣ発
振器を有する位相または周波数−口・ツクループ復調器
、周波数決定回路としてのＲＣ遅延回路またはジャイレ
ータ回路を設けた周波数復調器のようなインダクタンス
を有さない回路によって、同調が決まる周波数復調器に
対し、その復調特性を適宜定め、入力信号の所定較正周
波数のレベルおよびその傾斜を単一較正周波数で測定に
よって乗算器により補正し得るように結合する 図面につき本発明を説明する。

第１図において、復調すべき周波数変調信号を周波数復
調回路の入力端子１に供給し、この入力端子は切換装置
３の入力端子をも構成する。較正信号源７から発生し、
周波数ｆｃを有する較正信号を切換装置３の入力端子５
に供給する。作動状態にある切換装置３の図示しない位
置では、その入力端子１に供給される周波数変調信号を
出力端子９を経て周波数復調器１３の入力端子１１に供
給し、この周波数復調器は切換装置３の図示の位置、即
ち較正状態で較正信号を受ける。

周波数復調器１３は集積回路の１部分を較正し、従って
インダクタンスを含まない、この復調器の同調は単一の
コンデンサ素子１５によって表される回路によって決め
るが、この回路は、ＲＣ回路又は、シミュレートインダ
クタンスを容量素子により得るようにしたジャイレータ
回路とし得る同調回路とすることもできる。

周波数復調器１３は、例えば計数検出器、直角復調器の
ような集積化可能な型のものとするか、又は位相又は周
波数ロックループを有する型のものとすることができる
。第１ａ図に示す復調器の復調特性は標準周波数Ｘの関
数として第１ｂ図に示す。ここにｘ＝１とし、較正周波
数ｆｃを標準周波数として選定するが、この周波数は周
波数復調器１３が同調されている周波数とする必要が最
小となるような周波数の付近に選定する必要がある。

その復調特性は、周波数Ｘの関数として値ｙを示し、こ
こにｙは出力電流又は電圧値である。公称復調特性はｘ
＝１のとき、点ｙ＝ａを通過する。

実際には、復調特性はｘ＝１のとき、その同調を決める
回路１５の許容交差のため、値ｙ＝ｎとなる。実線区分
により表される公称復調特性は式ｙ＝ａＸに対するライ
ン１２５の１部分を形成する。

回路を注意深く設計する場合には直流エラーを回避する
ことができ、点ｙ＝ｎを中心とする周波数復調器の実線
の復調特性は、式ｙ＝ｎｘを有するライン１１７の１部
分を形成することを確かめた。

Ｘ＝Ｏのときには、このラインは実験中にみられたよう
に公称特性ｙ＝ａｘの点と同一の点を通過する。この場
合には便宜上原点はｘ−０、ｙ＝０とするかが、これは
後述するように本質的なものではない。

出力端子１７に発生する周波数復調器１３によって復調
された信号は乗算器２１の入力端子１９に供給し、その
他方の入力端子２３には値ａ　／　ｎを有する制御信　
号を供給する。従って、ｘ＝１のとき、較正周波数の領
域における所望の公称特性である特性ｙ＝ａｘを乗算器
２１の出力端子２５に得ることができる。

乗算器２１の他方の入力端子２３における値ａ　／　ｎ
の制御信号は測定回路２９の出力側２７から得ることが
でき、その第１入力端子３１には乗算器２１の出力端子
２５に接続された入力端子３５から、較正状態において
切換装置３の出力端子３３から乗算器２１の出力信号を
受ける。測定回路２９の第２入力端子３７には信号源３
９から値ａの信号を供給する。この値ａは較正状態にお
ける公称復調特性に対し既知の値である。測定回路２９
は利得率の高い差動増幅器とし、所望の値ａ　／　ｎが
ループ作動のため、その出力側に発生する。この値をメ
モリ回路により測定回路で記憶し、作動状態においても
その出力端子２７で得られるようにし、周波数復調回路
の出力端子をも較正する乗算器２１の出力端子２５にお
いて常時所望の復調特性が保持されるようにする。

周波数復調回路を組込んだテレビジョン回路では、切換
装置３は、例えば各フィールドフライバック周期におい
てそのスイッチング信号入力端子４１に供給される切換
信号に応答して較正状態に成る時間に亘り周期的に調整
し得るようにする。乗算器２１は、これがレベルシフト
を生じないか、又は周波数復調器に組込み得る場合には
増幅器の後段に設けることができる。

第２図において、第１図に示すものと同一部分には同一
符号を付して示す。

本例では、周波数復調器１３は、位相ロックループを有
する型のものとし、発振器４３を設け、その同調を、入
力端子４５に供給され、乗算器２１の出力端子２５から
得た制御信号によって制御し得るようにする。発振器４
３の自然周波数はコンデンサ素子１５によって記号的に
表され、その同調を決める回路によって決めるようにす
る。周波数復調器１３の出力端子を位相検波器４９の出
力端子に接続し、この位相検波器の入力端子を周波数復
調器１３の入力端子１１に接続し、他方の入力端子を発
振器４３の出力端子４７に接続する。

通常、周波数復調器の入力端子４５の信号は出力信号と
して用いる。この信号は第２ｂ図の復調特性２２５を有
し、その有効部分は較正周波数で値ｎを有する。しかし
、この場合には乗算器２１の入力端子１９の信号を周波
数復調回路の出力信号として用いる。この場合には乗算
器２１はその増幅率がｎ／ａとなる。その理由は制御ル
ープに測定回路２９が組込まれているからであり、従っ
てその入力端子１９に所望の復調特性２１７が得られる
ようになる。

これがため、第１及び２図において、乗算器２１は同調
補正回路として作用する。

第３ａ及び３ｂ図において、第１及び２図に示すものと
同一部分には同一符号を付して示す。

本例回路は、復調特性を示す座標系の零点とは一敗しな
い零レベルを復調特性３３５が有するように構成する。

従って周波数復調器１３の復調特性３１７は所望の復調
特性３３５が有するものと同一のｙ軸と交点を有するよ
うになる。本例では乗算器２１は同調補正回路５１の１
部分として用いることができ、この同調補正回路の入力
端子５３を周波数復調器１３の出力端子１７に接続し、
同調補正回路の出力端子５５を切換装置３の入力端子３
５に接続する。従って、この出力端子５５によって周波
数復調回路の出力端子をも構成する。

本例では乗算器２１の入力端子１９を加算回路５７を経
て同調補正回路５１の入力端子５３に接続する。又、こ
の加算回路５７には信号源５９から値（ｋ−ａ）の信号
を供給する０乗算器２１の出力端子２５を減算回路６１
を経て同調補正回路５１の出力端子５５に接続する。

更に信号源５９から供給される値（ｋ−ａ）の信号を減
算回路６１に供給してこの値を乗算器２１の出力信号か
ら減算する。

従って周波数復調器１３の出力端子１７の復調特性３１
７によってｌラインＶ　−（ｒｎｋ−ａ）ｘ−（ｋ−ａ
）の１部分を構成する。乗算器２１の入力端子１９では
この特性は式ｙ　＝　（ｎ＋に−ａ）ｘの復調特性ライ
ン３１９の１部分となる０乗算器２１の入力端子２３の
制御信号は復調特性ライン３２５となる。その理由は測
定回路２９の制御ループによって乗算計数を値に／　（
ｎ＋に−ａ）に調整し、この値によってライン３２５が
式ｙ＝（ｋ／（ｎ＋に−ａ））　・（ｎ＋に−ａ）ｘ＝
ｋｘを有するようにするが、その後減算回路６１によっ
て式ｙ　＝ｋｘ−（ｋ−ａ）を有するライン３３５を発
生し、その１部分が所望の復調特性を形成するようにす
る。

値ｋ及びａは所望の公称復調特性に対し既知である。こ
れが復調特性の有効部分に位置する場合には、値ｘ＝１
がａ＝Ｏに従って任意に選択され得るようにする。

第４ａ及び４ｂ図において第１．２及び３図に示すもの
と同一部分には同一符号を付して示す。

本例では、測定回路２９の入力端子３１を較正状態で第
３図に示す場合のように同調補正回路５１の出力端子５
５に接続しないで、減算回路６３を経て同調補正回路５
１の入力端子５３に接続されている乗算器２１の入力端
子１９に接続する。本例では第４ｂ図の復調特性４５５
は特性ラインｙ　＝ｋｘ−（ｋ−ａ）の１部分を形成す
るが、周波数復調器１３の出力端子１７の復調時性はラ
イン４１７の１部分を形成すると共に式ｙ　＝　（ｎ＋
に−ａ）ｘ−（ｋ−ａ）を有する。

測定回路２９の制御ループの作動のもとで、減算回路６
５によってこのライン４１７を、較正状態で点ｘ＝１．
ｙ−ａを発生するライン４１９に推移する。

これがため、この場合減算器６３は測定回路２９の出力
端子６５から値（ｎ−ａ）を有する制御信号を受ける。

従ってライン４１９の式は次のようになる。

！　＝　（ｎ＋に−ａ）ｘ　−（ｎ＋ｋ　　２ａ）乗算
器２１によってこのライン４１９の傾斜を率に／（ｎ＋
に−ａ）で補正し、これによりＸ軸との交点を中心とし
て回転を生ぜしめるようにし、これによって式ｙ　＝ｋ
ｘ−（ｋ（ｎ＋に一２ａ）／（ｎ＋に−ａ）　）を有す
るライン４２５を生ぜしめるようにする。

同調補正回路５１の出力端子５５と乗算器２１の出力端
子２５との間に配列された加算回路６７によって、これ
に値ａ　（ｎ−ａ）／　（ｒ＋＋に−ａ）を加算し、こ
の値を測定回路２９の出力端子６９から得るようにする
。これによってライン４２５をライン４５５に推移し、
その１部分によって所望の公称復調特性を形成するよう
にする。この際値ｋ及びａは既知とすると共に値ｎ−ａ
は制御巾測定回路２９によって発生させるため、上述し
た補正値に／　（ｎ＋に−ａ）及びａ　（ｎ−ａ）／　
（ｎ＋に−ａ）を簡単に測定回路２９によって計算し得
るようにする。

第３ａ及び３ｂ図の回路において、切換装置３の入力端
子３５は加算回路５７の出力端子に任意に接続すること
ができ、従って測定回路２９は、入力端子３１の値（ｎ
＋に−ａ）　と、入力端子３７の値ａと、既知の値にと
を計算して出力端子２７から値に／　（ｎ＋に−ａ）を
発生し得るようにする。

第３ａ及び３ｂ図並びに第４ａ及び４ｂ図に示す場合に
は、同調補正回路５１は、乗算器２１のほかに、加算回
路５７及び減算回路６１を有するか又は減算回路６３及
び加算回路６７を存するレヘル補正回路を設けるように
している。

第５ａ及び５ｂ図において、第１ａ及びｌｂ図〜第４ａ
及び４ｂ図に示すものと同一部分には同一符号を付して
示す。

本例では、切換回路３の入力端子３５を周波数復調器１
３の出力端子１７に接続すると共に、同調補正回路５１
では乗算器２１の入力端子１９を同調補正回路５１の入
力端子５３に接続し、且つ、乗算器２１の出力端子２５
を減算器７１を経て同調補正回路５１の出力端子５５に
接続する。従ってレベルシフト回路として作動する減算
回路７１は測定回路２９の出力端子７３から値（（ｎ−
ｋ）　・（ｋ−ａ））　／（ｎ＋に−ａ）の信号を受け
る。

第３ａ及び３ｂ図並びに第４ａ及び４ｂ図に示す場合に
は、乗算器２１によってその入力端子２３に値に／（ｎ
＋に−ａ）の信号を受ける。

周波数復調器１３の出力端子１７の復調特性は式ｙ＝　
（ｎ＋に−ａ）　ｘ−（ｋ−ａ）のライン５１７の１部
分を形成し、これにより乗算器２１の出力端子２５に式
ｙ　＝ｋｘ−（ｋ／　（ｎ＋に−ａ（ｋ−ａ））　）を
有するライン５２５を得ることができ、その結果減算回
路７１における推移に応答して式（（ｎ−ｋ）　・（ｋ
−ａ））　／（ｎ＋に−ａ）を有するライン５５５を得
ることができ、その１部分によって同調補正回路５１の
出力端子５５における所望の公称復調特性を形成し得る
ようにする。

減算回路７１及び乗算器２１の位置は互いに交換し得る
ことは勿論である。この場合には測定回路２９の出力端
子７３から値（（ｎ−ｋ）　・（ｋ−ａ）　）　／にの
信号を供給する必要があり、ｋ＝ａの場合にはレベル補
正は行う必要がないことは勿論である。

又、第３ａ及び３ｂ図にも示したように、加算回路によ
って乗算器の前段で値（ｋ−ａ）を加算する場合には乗
算器２１は測定回路２９によって制御する必要があるだ
けであり、しかも、乗算器の後段で減算回路により値（
ｋ−ａ）を再び減算すると共に測定回路によって加算回
路及び乗算器間の零レベルに対し値（ｎ＋に−ａ）を測
定して乗算係数に／（ｎ＋に−ａ）を簡単に決め得るよ
うにするのが好適である。

第６８及び６ｂ図において第１ａ及びｌｂ図〜第５ａ及
び５ｂ図に示すものと同一部分には同一符号を付して示
す。本例回路は、切換装置３及び測定回路２９の位置と
、位相ロックループの発振器４３を電流制御発振器とす
るために電流のレベルシフトを生ぜしめる加算回路５７
として形成したレベルシフト回路を同調補正回路５１が
有する点とが第２ａ及び２ｂ図に示す回路と相違する０
本例では位相検波器４９によってその出力端子１７に電
流を発生すると共にその第２出力端子７５を他端が零レ
ベルに接続された抵抗７７に接続すると共に差動増幅器
８１の入力端子７９に接続し、差動増幅器８１の出力端
子８３を周波数復調回路の出力端子とし、差動増幅器８
１の他方の入力端子８５を他端が零レベルに接続されて
いる抵抗８７に接続すると共に電流源回路９１の出力端
子８９にも接続する。この電流源回路９１の他方の出力
端子９３によってレベルシフト電流を加算回路５７に供
給する。

測定回路２９はその入力端子３７に較正信号源７から較
正周波数ｆｃの較正信号を受けてこれを周波数検波器９
５に供給し、この周波数検波器９５の他方の入力端子に
は発振器４３の出力端子４７に接続された測定回路２９
の入力端子３１から発振器４３の出力信号を供給する。

この周波数検波器９５は、その出力端子の数及びその平
滑化回路網に関する点以外は周波数復調器１３の位相検
波器４９と同一とする。位相検波器９５の出力端子９７
を較正状態において、切換装置３の接点９９を経てメモ
リ回路として作用するコンデンサ１０１に接続すると共
に測定回路２９の出力端子２７にも接続する。

切換装置３の他方の切換接点１０３によって作動状態に
おいて、位相検波器４９の出力端子１７を同調補正回路
５１の入力端子５３に接続する。

本例では同調補正回路５１の出力端子５５の復調特性は
ライン６５５に位置し、乗算器２１の入力端子１９の復
調特性はライン６１９に位置し、同調補正回路５１の入
力端子５３の復調特性はライン６５３に位置し、この状
態において電流値をｙ軸に沿って位置させる必要がある
。

電流源回路９１の夫り出力端子９３及び８９によって供
給される電流の符号が逆で絶対値が等しい場合には差動
増幅器８１の出力信号の雰レベルは、抵抗８７の値を抵
抗７７の値のｚ／（ｋ−ａ）倍とすることにより−２に
調整することができる。これがため、多数の差動増幅器
８１及び多数の異なる抵抗８７を用いることにより復調
すべき信号の種々の静止周波数に相当する種々の零レベ
ルの出力信号を得ることができ、これにより例えばＳＥ
ＣＡＭテレビジョン受像機に用いる場合に、１つの周波
数復調器によって２つの色差信号及び正しい出力レベル
の識別信号を得ることができる。

第７図において、第１ａ〜６ａ図に示すものと同一素子
には同一符号を付して示す。本例回路は、第６ａ図の零
レベルに接続された抵抗７７の代りに同調補正回路５１
の入力端子５３に接続された抵抗１０３を用いると共に
第６ａ図の抵抗８７の代りに同調補正回路５１の入力端
子１０７に接続された抵抗１０５を用い、この入力端子
１０７を加算回路５９に接続する点が第６ａ図の回路と
は相違する。これがため第６ａ図の位相検波器４９の出
力端子７５を省略することができる。

電流源回路９１の出力端子９３によって供給される電流
が第６ａ図に示す場合の電流の１．５倍であり、且つ電
流源９１の出力端子８９が消費する電流が第６ａ図の消
費電流の１７２である場合には抵抗１０５及び１０３間
の比を第６ａ図の場合の比の２倍として復調特性の同一
位置で差動増幅器８１と同一に設定し得るようにする必
要がある。

第８図において第１ａ〜７図に示すものと同一部分には
同一符号を付して示す。本例では入力端子１にＳＥＣＡ
Ｍ色信号を供給する。このＳＥＣＡＭ色信号は、■ライ
ン周期に４．４０６２５ＭＨｚの搬送波で周波数変調さ
れた赤色差信号と、次の１ライン周期に４．２５ＭＨｚ
の搬送波で周波数変調された青色差信号とを交互に有す
る。これらのライン周期中、識別信号を示す関連の未変
調搬送波がライン周期の始端に主として現われるように
なる。

較正信号源７によってカラーテレビジョン受像機にしば
しば用いられる４、４３Ｍ１ｌｚの較正信号を発生する
。

本例では切換装置３の出力端子９と周波数復調器１３の
入力端子１１との間にリミッタ１０９を設けて入力端子
１から受信する信号及び較正信号源７から受信する信号
の振幅比が復調回路の自動同調補正の１部分を呈し得な
いようにする。

周波数復調器１３は、発振器４３から、位相検波器４９
、その出力端子１１１及び同調補正回路５７．２１を経
て発振器４３の制御信号入力端子に至る位相ロックルー
プを有する型のものとする。位相検波器４９の第２出力
端子１１３は出力端子１１１とし、切換装置３の入力端
子３５に接続する。この切換装置３の入力端子３５は、
較正状態でコンデンサ１０１に接続されている出力端子
３３に接続すると共に作動状態で他端が回路の零レベル
（図面では接地点）に接続されている抵抗１１５及び抵
抗１１９に接続し、この抵抗１１９の他端は赤色差信号
増幅器１２３の入力端子１２１及び青色差信号増幅器１
２９の入力端子１２７に接続する。

周波数補正回路として作動する乗算器２１は周波数復調
器１３の１部分を構成する。発振器４３は電流制御型、
例えばギルバート型のものとする。この場合には測定回
路２９は位相検波器４９の出力端子１１３と、他端が接
地されたコンデンサ１０１とで構成する。電流源回路９
１の出力端子８９を他端が回路の零レベルに接続された
分圧器１３３に接続する。

この分圧器１３３の口出しタップ１３７は赤色差信号増
幅器１２３の他方の入力端子１３９に接続し、これによ
り差動増幅器８１に対し第６ａ図につき説明した所と同
様に赤色差信号の黒レベルを発生し得るようにする。分
圧器１３３の電流源回路９１との接続点を青色差信号増
幅器１２９の他方の入力端子１４０に接続し、これによ
り青色差信号の黒レベルを発生し得るようにする。分圧
器１３３の口出しタップ１４１から比較回路１４５の入
力端子１４３に基準レベルを供給し、比較回路１４５の
信号入力端子１４７は、他の２個の出力端子１１１及び
１１３と同様に構成された位相検波器４９の第３出力端
子１４９に接続すると共に他端が回路の零レベルに接続
されている抵抗１５１に接続する。

比較回路１４５はその入力端子１４３の信号レベルを色
差信号増幅器１２３及び１２９の入力端子１３９及び１
４０の信号レベル間の中間レベルに選定し、これにより
比較回路１４５及びゲート回路（図示せず）と相俟って
復調識別信号からライン周波数の１７２の周波数成分を
得るようにする。

抵抗１１５及び１５１によって位相検波器４９の出力電
流を出力電圧に変換する。

抵抗１１９と色差信号増幅器１２３及び１２９の入力端
子１２１及び１２７との接続点を抵抗１５３に接続し、
この抵抗１５３の他端を増幅器１５７の入出力端子間に
配列されたコンデンサ１５５に接続する。増幅器１５７
の利得率は、その入力端子１５９に供給され同調補正を
行う制御信号の場合のようにコンデンサ１０１から発生
する制御信号によって制御し得るようにする。

デエンファシスフィルタを構成する抵抗１１９及び１５
３並びにコンデンサ１５５を具える回路は、発振器４３
の同調を決める回路の場合と同様にコンデンサ１５と共
に集積回路に組込み、従ってコンデンサ１５と同一の公
差を有するようにする。増幅器１５７の入力端子１５９
で制御信号により制御を行うことによって、このデエン
゛ファシスフィルタの周波数特性も自動的に補正される
ようになる。

第９図は第８図の位相検波器４９、乗算器２１、発振器
４３及び増幅器１５７を更に詳細に示す。図中、第１ａ
〜８図に示すものと同一部分には同一符号を付して示す
。

位相検波器４９はトランジスタ１６１．１６３及び１６
５゜１６７の２つのエミッタ結合対を具える。トランジ
スタ１６１及び１６５のコレクタを供給電圧源正端子に
接続する。トランジスタ１６３及び１６７のコレクタを
電流源１６９及び抵抗１７１に接続し、この抵抗の他端
をコンデンサ１７３及び電流ミラー回路１７７の入力端
子１７５に接続する。抵抗１７１及びコンデンサ１７３
によって位相検波器の出力信号の平滑フィルタを構成す
る。各トランジスタ１６１．１６７及び１６３　１６５
のベースには発振器４３から発振信号を逆相で供給する
。

トランジスタ１６１．１６３及び１６５．１６７の対の
相互接続エミッタを夫々トランジスタ１７９及び１８１
のコレクタに接続し、これらトランジスタ１７９及び１
８１の相互接続エミッタを電流源１８３を経て電圧供給
源負端子に接続し、これらトランジスタのベースによっ
て色信号又は第８図に示すリミッタ１０９から発生する
較正信号の入力端子１１を構成する。

位相検波器４９のこの部分の検出作動は既知であるもの
とする。

位相検波器４９の出力端子１１３及び１４９を電流ミラ
ー回路１７７の出力とし、この回路１７７から入力端子
１７５に供給される電流と同一の大きさの電流を発生し
得るようにする。これは電流ミラー回路１７７の他の２
つの出力端子１９８及び１８７の各々に対してもあては
まり、他の３つの出力端子１９８゜１９１及び１９３の
各々は入力端子１７５に供給される電流と同一の大きさ
の電流を消費するものとする。

増幅器１５７は電流源回路１９５を具え、この回路を抵
抗１５３及びコンデンサ１５５の接続点の信号によって
制御し、これにより２個のトランジスタ１９７、１９９
の相互接続エミッタに電流を供給し、これらトランジス
タのベースをコンデンサ１０１の両端に接続する。トラ
ンジスタ１９９のコレクタを２個の抵抗２０１．２０３
の直列接続部を経て電圧供給源正端子に接続するが、ト
ランジスタ１９７のコレクタは抵抗２０１及び２０３の
接続点に接続し、トランジスタ１９９のコレクタをコン
デンサ１５５に接続する。かかる可制御増幅器の作動は
充分既知である。

更に、コンデンサ１０１の両端を乗算器２１の入力端子
２３を経てエミッタ結合対のトランジスタ２０５゜２０
７のベースに接続し、これらトランジスタ２０５゜２０
７のエミッタを電流源２０９を経て電圧供給源負端子に
接続する。

直列接続のダイオード２１１、抵抗２１３、抵抗２１５
及び電流源２１９を電圧供給源の正及び負端子間に配設
する。トランジスタ２０７のコレクタを電流源２１９と
抵抗２１５との接続点に接続し、トランジスタ２０５の
コレクタを抵抗２１５及び２１３の接続点に接続する。

トランジスタ２０５及び２０７は抵抗２１３及び２１５
と相俟って、トランジスタ１９７及び１９９が抵抗２０
１及び２０３と相俟って形成する制御回路と同様の制御
回路を構成する。トランジスタ２０７のコレクタに発生
すると共にコンデンサ１０１の両端間の電圧によって制
御される直流電圧は電流ミラー回路１７７の出力端子１
８５及び１８７により供給される電流を直接制御しない
。即ち、所望の制御は増幅器１５７の制御とは逆とする
必要がある。

トランジスタ２０７のコレクタに発生し、コンデンサ１
０１の両端の電圧によって制御される直流電圧は、２個
のエミッタホロワ２２１．２２３を経て電流ミラー回路
の出力端子１８５．１８７に供給し、これら出力端子を
夫々発振器４３の端子２２７．２２９に接続すると共に
ダイオード２３１．２３３の陽極に接続し、その陰極を
ダイオード２３５の陰極に接続すると共に電流ミラー回
路１７７の出力端子１８９に接続する。

ダイオード２３５の陽極をエミッタホロワトランジスタ
２３７のエミッタに接続し、このトランジスタのベース
を抵抗２１３及びダイオード２１１の陰極の接続点に接
続する。

エミッタホロワ２２１．２２３．２３７はダイオード２
３１、２３３．２３５と相俟ってリミッタ回路を形成し
、従って発振器４３の端子２２７．２２９において電流
ミラー回路１７７の出力端子１８５．１８７から受けた
電流により生ずる電圧は制限されるようになる。この場
合の上限はエミッタホロワ２３７によって決まり、下限
はエミッタホロワ２２１及び２２３によって決まる。

発振器４３はギルバート型のものとする。電流ミラー回
路１７７の出力端子１８５．１８７から発生した電流は
端子２２７．２２９に供給する。従って同一値の電流が
端子２３９．２４１から電流ミラー回路１７７の出力端
子１９１．１９３に流れるようになる。これら端子２３
９、２４１を、コンデンサ１５の両端に接続し、各電流
源２４０及び２４２に接続し、更にトランジスタ２４３
及び２４５のエミッタに夫々接続する。各トランジスタ
２４３及び２４５のコレクタを各端子２２９及び２２７
に接続し、更にトランジスタ２４７及び２４９のベース
に夫々接続する。これらトランジスタ２４７及び２４９
は、そのエミッタを各トランジスタ２４５及び２４３の
ベースに接続し、発振器４３の出力端子４７に接続し、
且つそのコレクタに正の電源電圧を供給する。

各電流源２４４．２４６及び２４０．２４２は夫々互に
等しい電流を供給、即ち放出すると共に第８図の電流源
回路９１の出力端子９３から電流を供給する電流源の機
能を呈するようにする。

発振器４３の各トランジスタ２４３．２４９及び２４５
゜２４７を交互に導通させ、従ってトランジスタ２４５
゜２４７及び２４３．２４９を夫々非導通状態とする。

トランジスタ２４３及び２４９が導通すると、端子２２
７の電圧がエミッタホロワ２３７によって決まる最高制
限値となり、端子２２９の電圧がエミッタホロワ２２３
によって決まる最低制限値となるものとする。従って端
子２３９の電圧が高くなり、端子２４１の電圧は、トラ
ンジスタ２４５及び２４７が導通を開始するまで減少し
、これにより端子２２９の電圧をエミッタホロワ２３７
により決まる最高制限値とし、端子２２７の電圧をエミ
ッタホロワ２２１によって決まる最低制限値とする。次
いで端子２４１の電圧が高くなり、端子２３９の電圧は
トランジスタ２４３及び２４９が再び導通を開始するま
で減少する。これがため、デユーティサイクル５０％の
方形波が出力端子４７に発生し、その周波数をコンデン
サ１５の充電電流によって決め、従って電流ミラー回路
１７７から得た電流及び端子２２７及び２２９の電圧の
制限値間の差によって決め、この差をコンデンサ１０１
の両端間の電圧によって決めるようにする。

電流ミラー回路１７７の端子１８９から取出した電流に
よって、トランジスタ２４３及び２４５のコレクタ電圧
のエミッタホロワ２２１．２２３又は２３７により生ず
る制限値を補正し、これによって位相結合ループ４９．
２１．４３の復調特性の非直線性を補償し得るようにす
る。

上述した乗算器２１は、前述した所から明らかなように
、位相ロックループ周波数復調器の発振器４３の１部分
を形成する。その理由は発振器の周波数、従って周波数
復調器の出力電流は２つの盪、即ち位相検波器の出力電
流及び発振器のコレクタ電圧の制限値間の差の逆数値に
比例するようになる。

これら２つの量の比例が生ずる周波数復調器の他の型の
ものを計数検出器とし、これらの■を周波数変調信号の
零クロスで発生ずると共に積分されるパルスの振幅及び
その持続時間とする。従ってこれら量による乗算は第９
図の乗算に対し逆数となり、デエンファシスの制御によ
る同期は種々の手段で得る必要がある。

【図面の簡単な説明】

第１ａおよびｌｂ図は本発明周波数復調回路およびその
復調特性を夫々示す回路図および特性図、第２ａおよび
２ｂ図は周波数復調器として位相結合制御ループを有す
る本発明周波数復調回路およびその復調特性を示す回路
図および特性図、第３ａおよび３ｂ図はレベルシフト回
路を設けた本発明周波数復調回路およびその復調特性を
夫々示す回路図および特性図、 第４ａおよび４ｂ図は測定回路により制御されるレベル
シフト回路を設けた本発明周波数復調回路およびその復
調特性を夫々示す回路図および特性図、 第５ａおよび５ｂ図は測定回路により制御されるレベル
シフト回路を設けた本発明周波数復調回路の他の例およ
びその復調特性を夫々示す回路図および特性図、 第６ａおよび６ｂ図は位相ロックループとして形成され
た周波数復調器を有する本発明周波数復調回路およびそ
の復調特性を夫々示す回路図および特性図、 第７図は位相ロックループとして形成された周波数復調
器を有する本発明周波数復調回路の他の例を示す回路図
、 第８図はＳＥＣＡＭカラーテレビジョン受像機用の本発
明周波数復調回路を示す回路図、 第９図は第８図の周波数復調回路の一部分の構成を詳細
に示す回路図である。 ３　・・・　切換装置、　７　・・・　較正信号源、１
３　　・・・　周波数復調器、　１５　　・・・　容量
素子、２１　　・・・　乗算器、２７　　・・・　制御
信号出力端子、２９　　・・・　測定回路、　３９　　
・・・　信号源４３．４９．５工　　・・・　位相ロッ
ク制御ループ５１　　・・・　同調補正回路 ５７．６１，６３．６７　　・・・　レベルシフト回路
５９　　・・・　信号源 ８９．１３１．１３３．１４１　　・・・　レベル取出
し回路９５　　・・・　周波数検出器 １１１．１１３．１４９　　・・・　第３出力回路１１
９．１５３．１５５．１５７ フィルタ回路 １２３．１２９ 色差信号増幅器 差動増幅器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、少なくとも１つのコンデンサ素子（１５）を有する
   インダクタンスフリー回路を含む周波数復調器（１３）
   と、作動状態と周波数復調回路自体が測定回路（２９）
   により調整される較正状態との間で前記周波数復調回路
   の状態切換えを行う切換え装置（３）と、較正信号を発
   生する較正信号源（７）と、入力端子（２３）が前記測
   定回路の制御信号出力端子（２７）に接続された同調補
   正回路（２１、５１）とを具える周波数復調回路におい
   て、前記周波数復調回路は主として前記測定回路（２９
   ）とは独立したコンデンサ素子（１５）を組込んだ集積
   回路とし、前記同調補正回路には周波数復調回路の出力
   信号振幅を制御する乗算器（２１）を設け、この乗算器
   の出力端子（２３）を前記測定回路の制御信号出力端子
   （２７）に結合するようにしたことを特徴とする周波数
   復調回路。 ２、前記同調補正回路はレベルシフト回路（５７、６１
   ；６３、６７）を具えることを特徴とする請求項１に記
   載の周波数復調回路。 ３、前記レベルシフト回路（６３、６７）を前記測定回
   路により制御し得るようにしたことを特徴とする請求項
   ２に記載の周波数復調回路。 ４、前記測定回路（２９）には周波数検波器（９５）を
   具えることを特徴とする請求項１、２または３に記載の
   周波数復調回路。 ５、前記周波数復調器（１３）は位相ロック制御ループ
   （４３、４９、５１）を有する型のものとし、前記乗算
   器（２１）を前記制御ループの負帰還部分に組込むよう
   にしたことを特徴とする請求項１〜４の何れかの項に記
   載の周波数復調回路。 ６、ＳＥＣＡＭカラーテレビジョン受像機に適用するに
   当たり、前記周波数復調器（１３）の出力端子（１１３
   ）に２つの色差信号増幅器（１２３、１２９）の入力端
   子（１２１、１２７）を結合し、この信号増幅器の他方
   の入力端子（１３９、１４０）をその各々に対し異なる
   レベルを得る回路（８９、１３１、１３３）に接続する
   ようにしたことを特徴とする請求項５に記載の周波数復
   調回路。 ７、周波数復調器（１３）の出力端子（１１３）をフィ
   ルタ回路（１１９、１５３、１５５、１５７）を経て色
   差増幅器（１２３、１２９）の関連する入力端子（１２
   １、１２７）結合し、このフィルタ回路をも集積回路に
   組込み、このフィルタ回路の増幅器（１５７）は前記測
   定回路（２９）によって制御し得ると共に入出力端子間
   に配列された第２コンデンサ素子（１５５）を有するよ
   うにしたことを特徴とする請求項６に記載の周波数復調
   回路。 ８、前記位相ロック制御ループにはギルバート型の電流
   制御発振器（４３）と、第１、第２および第３出力回路
   （１１１、１１３、１４９）を有する位相検出器（４９
   ）とを具え、前記第１出力回路（１１１）は乗算器（２
   １）の第１入力端子（１９）に結合し、前記第２出力回
   路（１１３）は切換装置（３）を経て測定回路（２９）
   の出力端子（１０１）に結合し、前記第３出力回路（１
   ４９）は差動増幅器（１４５）の入力端子（１４７）に
   結合し、この差動増幅器（１４５）は全波リミッタとし
   て構成すると共にその他方の入力端子（１４３）を色差
   信号増幅器（１２３、１２９）の他方の入力端子（１３
   ９、１４０）でレベルの平均値に相当するあるレベルを
   得る回路（１４１）に接続するようにしたことを特徴と
   する請求項７に記載の周波数復調回路。 ９、前記乗算器（２１）によって周波数復調器（１３）
   の一部分を構成するようにしたことを特徴とする請求項
   １〜８の何れかの項に記載の周波数復調回路。