JPH0217802B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、サイリスタ（シリコン制御整流素
子）を電圧制御素子として使用し、その導通角の
制御により出力電圧を制御装するようにした、い
わゆる位相制御形定電圧電源回路の改良に関す
る。

［従来の技術］ 従来、定電圧電源回路としては、入力端子と出
力端子間にトランジスタなどの可変インピーダン
ス素子を設け、出力電圧に応じて可変インピーダ
ンス素子のインピーダンスを変化させることによ
り安定化された出力電圧を得るようにした、いわ
ゆるシリーズレギユレータ回路が多く使用されて
いた。

しかしながら、このようなシリーズレギユレー
タ回路では、可変インピーダンス素子により多く
の電力が消費されるので、放熱や素子の格などの
問題があつて大型化しやすく、かつ省エネルギー
の見地からも望ましくない特性となつていた。

そこで、これを改良するとため、電子的な開閉
素子、例えばスイツチングトランジスタを可変イ
ンピーダンス素子の代りに使用し、出力電圧に応
じて、そのオン時間とオフ時間の比、すなわちオ
ン・オフデユーテイー比を変化させることにより
定医電特性を得るようにした、いわゆるスイツチ
ングレギユレータ回路が提案され、実用化されて
きた。このスイツチングレギユレータ方式によれ
ば、電圧制御に伴なう電力損失は極めて少なく
（理想的なスイツチング素子が得られるなら電力
損失はゼロである）、従つて高効率であり、小型
軽量化が可能であるという利点が得られるので、
広く採用の気運にある。

ところで、定電圧電源回路の一般的な用途の一
例として、交流電源から安定化された直流電源を
得る場合があり、むしろ、この場合が大部分であ
るといつてよい。そして、この場合には、交流電
源から一旦整流器によつて脈流化され、ついでス
イツチングレギユレータ回路で安定化された直流
電圧得るように構成されることになる。

そこで電子的な開閉素子としてサイリスタを使
用しそのターンオフを入力の脈動を利用して行な
い、そのゲートターンオフの位相だけを入力の脈
動の位相に対して制御することにより出力電圧を
制御するようにした、いわゆる位相制御形の的電
圧電源回路が提案された。

このような位相制御形の定電圧電源回路の一例
を第１図に示す。

図において、１，２は交流電圧が供給される入
力端子、３はブリツジ形整流器、４は抵抗、５は
定電圧V_Bを得るためのツエナーダイオード、６
は平滑用コンデンサ、７はサイリスタ、８は鋸歯
状波発生用のスイツチングトランジスタ、９，１
０は抵抗、１１は保護用のダイオード、１２，１
３は鋸歯状波発生用の積分回路を構成する抵抗と
コンデンサ、１４は結合用のコンデンサ、１５，
１６は出力電圧に比例した電圧を取り出すための
分圧器を構成する抵抗、１７は電流制限用の抵
抗、１８は電圧比較を行なうトランジスタ、１９
は基準電圧V_B発生用のツエナーダイオード、２
０は負荷抵抗、２１はツエナーダイオード１９を
動作させるための抵抗、２２，２３は微分回路を
構成するコンデンサと抵抗、２４は増幅用のトラ
ンジスタ、２５はエミツタ抵抗、２６はパルスト
ランジスタ、２７は起動用の抵抗、２８は平滑用
コンデンサ、２９は出力端子である。

次に第２図ａ〜ｂの波形図によつて動作を説明
する。入力端子１，２に交流電圧が供給される
と、整流器３で全波整流された電圧が点ａに得ら
れ、その波形は第２図ａのような脈動電圧となつ
ている。このａ点の電圧はサイリスタ７が導通す
る毎に出力端子２９に供給され、コンデンサ２８
で平滑化されて直流の出力電圧V_Oが得られるこ
とになる。

また、ａ点の電圧は抵抗４を通つてツエナーダ
イオード５に流れ、コンデンサ６で平滑化されて
ツエナーダイオード５のツエナー電圧で決まる安
定な電圧V_Bとなり、トランジスタ８，１８，２
４からなる制御部の動作用電源となる。

さらに、ａ点の脈動電圧は抵抗９と１０で分圧
された所定の電圧とされてからダイオード１１を
介してトランジスタ８のベースに印加される。

そこで、トランジスタ８はそのエミツタに供給
されている電圧V_Bがベースに供給されている脈
動電圧より大きくなつたときだけ導通し、それ以
外の期間には遮断状態となり、ａ点の脈動電圧に
同期してオン・オフを繰返す。トランジスタ８が
オン状態のときにはコンデンサ１３は短絡されて
抵抗１２に直接電圧V_Bが加えられ、オフ状態に
なると電圧V_Bはコンデンサ１３を充電しながら
抵抗１２に電流を流すので、結局、抵抗１２に
は、トランジスタ８がオンのときに電圧V_Bと同
じ電圧となり、ついでトランジスタ８がオフにな
ると電圧V_Bから抵抗１２とコンデンサ１３の時
定数で定まる傾斜をもつてほぼ直線状に０電圧に
向つて減少してゆき、次にトランジスタ８がオン
になると再び電圧V_Bに戻る鋸歯状波電圧が得ら
れることになる。

この抵抗１２に得られた鋸歯状波電圧は、コン
デンサ１４を介してトランジスタ１８のベースに
供給されるが、このトランジスタ１８のベースに
は抵抗１５，１６によつて出力電圧V_Oから分圧
された直流電圧が供給されているので、点ｂには
第２図ｂに示すように鋸歯状波電圧に出力電圧
V_Oから分圧された電圧が重畳された鋸歯状波信
号ｂが現われてトランジスタ１８のベースに印加
されることになる。このトランジスタ１８のエミ
ツタはツエナーダイオード１９と抵抗２１によつ
て基準電圧V_Eに保たれているから、第２図ｂに
示すように鋸歯状波信号ｂの瞬時値V_ioが基準電
圧V_Eより低くなつた期間中だけトランジスタ１
８は導通し、コレクタ抵抗２０には第２図ｃに示
すような短形波信号が発生する。

この短形波信号はコンデンサ２２と抵抗２３で
微分されてトランジスタ２４で増幅され、第２図
ｄで示すような位相パルス信号に整形されてパル
ストランス２６に供給され、サイリスタ７をトリ
ガする。

このようにしてサイリスタ７は、ａ点に供給さ
れている脈動電圧の各サイクルごとにトリガされ
てターンオフし、それに続く各サイクル中の電圧
零に近くなる瞬時ごとにターンオフして出力端子
２９に電力を断続的に供給するように動作する。

いま、出力電圧V_Oが何らかの原因で所定値か
ら上昇したとする。これにより抵抗１５と１６で
出力電圧V_Oから分圧され、鋸歯状波電圧に重畳
されている直流電圧も上昇するから、鋸歯状波信
号ｂの平均値_ioが上昇し、信号ｂが基準電圧V_E
と交叉する位置が変化して第２図ｂで右方に移動
する。すなわち同図ａで示した入力脈動電圧の１
サイクル中で鋸歯状波信号ｂが基準電圧V_Eより
低くなり始める位置が遅れてくる。従つてｄ点に
現われている位相パルス信号の位相が遅れ、
SCR７がトリガされる時間も遅れて脈動電圧の
各サイクル中におけるサイリスタ７の導通時間、
つまり導通角が減少するので、サイリスタ７が導
通している時間に対して遮断している時間の割合
が多くなり、出力電圧V_Oを下げる方向に制御す
る。

反対に、出力電圧V_Oが減少したとすれば、第
２図ｂの平均値_ioも減少し、鋸歯状波信号ｂは
図の下方に移動する。従つて信号ｂが基準電圧
V_Eより低くなる位置は左方に、すなわち位相が
進んだ位置に移動して位相パルス信号の位相を進
めるので、サイリスタ７がトリガされる時期は脈
動電圧の各サイリスタ中の早い時期になり、導通
時間が増加すると共に遮断時間が減少するので出
力電圧V_Oを上昇させる方向に動作する。

このようにして第１図に示した回路は出力電圧
V_Oを所定値に安定化するように動作する。

なお、説明を簡単にするため以上の説明では、
トランジスタ８と１８のベース・エミツタ間電圧
は無視した。

また、出力電圧V_Oの値は基準電圧V_Eと抵抗１
５，１６による電圧分圧比によつて任意に選ぶこ
とができるが、この点も当業者にとつては周知の
事項なので省略した。

さらに、抵抗９，１０による電圧分圧比はあま
り大きくせず、トランジスタ８がオンとなつたと
きコンデンサ１３の電荷が充分に放電できる範囲
で可能な限りトランジスタ８のオンになつている
時間が短くなるようにするのが実用的であること
はいうまでもないことなので、ここで付言するだ
けとした。

以上説明したように、この第１図に示すような
位相制御形定電圧電源回路は、小形で大電流を制
御することができるというサイリスタの特性を充
分に活かすことができ、かつ、サイリスタのター
ンオン時だけトリガを行なうだけで制御を行なう
ことができるので、回路構成が簡単になり、高効
率でローコストの定電圧電源回路を得ることがで
き、シリーズレギユレータ方式のような欠点が少
ないので広く採用されるようになつてきた。

［発明が解決しようとする課題］ ところが、この第１図に示した電源回路におい
ては、起動時、すなわち電源スイツチが投入され
てａ点に脈動電圧が供給され始めたときには、当
然のことながらサイリスタ７にはトリガパルスが
供給されないから導通していない。従つて出力電
圧V_Oは零である。

そのため、上記の動作説明において出力電圧
V_Oが極端に低下したときと同じ状態となるので、
ｄ点に電源スイツチ投入後、最初に現われる位相
パルス信号の位相も極端に進んだものとなり、サ
イリスタ７はａ点における脈動電圧の各サイクル
ごとの立ち上り部分でトリガされて導通し、第３
図に示すように出力電圧は所定値V_Oよりはるか
に大きな値となつてしまう。

もち論、数サイクル経過するうちにこの大きな
出力電圧によつてただちに安定化動作が働き、出
力電圧は所定値V_Oに落ち付くが、電源投入時t₀か
ら数サイクルの時間に過渡的な高い出力電圧が発
生するのを抑制することはできなかつた。

そこで、この欠点をいくらかでも除くため、例
えば第１図の回路において起動用の抵抗２７を設
ける方法が知られている。

この抵抗２７を設けると、電源スイツチ投入
後、サイリスタ７が導通していなくともこの抵抗
２７を経てａ点の電圧が出力端子２９側に現わ
れ、所定の出力電圧V_Oには及ばないにしろｂ点
に直流電圧が与えられ、これによつて位相パルス
信号の位相が極端に進むのがいくらかは防止でき
ることになる。そして、この抵抗２７の抵抗値を
低くすればする程、起動時における過渡的な出力
電圧の上昇を抑えることができるが、他方、この
抵抗２７の抵抗値を低くすればする程、この抵抗
２７による電力損失は増加し、かつ出力電圧V_O
の安定化特性を悪くするので実用上はこの方法に
よつて充分に起動時における過渡的な出力電圧の
上昇を抑圧することは困難であつた。

そして、この欠点は、出力電圧V_Oの値に対し
て入力電圧が比較的大きな値となつていたときに
顕著に現われ、起動時に大きな突入電流が発生し
て整流器やサイリスタを破壊したり、負荷回路に
損傷を与えたりする虞れがあつた。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除
き、起動時にも過渡的な出力電圧の上昇が全く起
こらないようにした位相制御形の定電圧電源回路
を提供するにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的は、鋸歯状電圧に重畳すべき直流電圧
を取り出すための抵抗分圧回路を、上記出力端子
と接地間に直列接続した第１と第２と第３の抵抗
からなる抵抗分圧器と、上記第１と第２の抵抗の
接続点と上記定電圧回路の出力との間に接続した
コンデンサとで形成し、上記第２と第３の抵抗の
接続点ら上記直流電圧を取り出すと共に、これら
第２と第３の抵抗による電圧分圧比を、起動時に
現われる上記直流電圧の最大値が上記鋸歯状波電
圧の電圧値の1/2に上記基準電圧を加えた電圧値
よりも大になるような分圧比に設定することによ
り達成される。

［作用］ 上記抵抗分圧回路は、起動時から所定の時定数
をもつて立ち上がる直流電圧が鋸歯状波電圧に重
畳されるように働き、このためサイリスタに供給
される位相パルス信号の位相は、ゆつくりと進ん
で行き、起動時での過渡的な電圧上昇が抑えられ
る。

［実施例］ 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。

第４図は本発明の一実施例を示すもので、第１
図の回路と同一の部分、或いは同等の部分には同
じ番号を付してある。

この第４図に示した本発明の実施例が第１図に
示した回路と事なる点は、第１図における出力電
圧V_Oを分圧するための抵抗１６が第４図の実施
例では２個の抵抗３０，３１に分割され、これら
抵抗３０と３１の接続点を新たな分圧点とし、こ
の点と直流定電圧V_Bとの間にコンデンサ３２が
設けられ、さらに第１図における抵抗２７が第４
図の実施例では除かれている点だけであり、その
他の点では全く同様であるので、詳しい説明は省
略する。

次にこの回路の動作について説明する。

出力端子１，２に交流電源が接続され、整流器
３によつて全波整流された脈動電圧（第２図ａ）
がａ点に現われ、サイリスタ７の導通・遮断がト
ランジスタ８，１８，２４からなる制御部からの
位相パルス信号によつて制御され（第２図ｂ，
ｃ，ｄ参照）、所定の出力電圧V_Oが出力端子２９
に得られるまでの動作については、第１図に示し
た従来例の回路と全く同じである。

異なつている点は、電源スイツチ投入後から数
サイクルの間における制御部の動作にあつて、最
初、電源スイツチが切られている状態ではコンデ
ンサ３２の電荷は放電されて零となつている（他
のコンデンサも同様であるが、それらは本発明の
動作と直接関係はない）。

そこで、電源スイツチが投入されａ点に脈動電
圧（第２図ａ）が現われると、直ちに抵抗４、ツ
エナーダイオード５、コンデンサ６によつて動作
用の定電圧V_Bがビルドアツプする。そこで電圧
V_Bのラインからコンデンサ３２、抵抗３１，１
５を通る経路によつてコンデンサ３２に充電電流
が流れ、その電流はコンデンサ３２の容量及び抵
抗３１と１５の和の抵抗値からなる時定数で定ま
る減衰電流となる。このため電源スイツチ投入直
後においては、最初コンデンサ３２の電荷が零な
ので抵抗３１と１５の直列回路に電圧V_Bが直接
印加され、これが抵抗３１と１５で分圧されてｂ
点に現われ、そこが鋸歯状波電圧に重畳されるこ
とになる。

これを第５図の波形図で説明すると、同図イに
示すようになる。すなわち、最初、出力電圧V_O
は零なので、ｂ点には電圧V_Bがそのまま現われ、
鋸歯状波電圧を考えなければ、ｂ点の電圧V_ioは
上記のようにコンデンサ３２と抵抗３１，１５で
定まる時定数によつて減衰してゆくから、結局点
線_ioで示すように初期値をV_Bとする減衰電圧と
なる。

なお、このとき、鋸歯状波電圧はコンデンサ１
４を介して供給されているのであるから、その平
均値は零であり、従つてV_io≒_ioと考えてよい。

そこで、実際にｂ点に現われるのは、第５図イ
に示すとおり、電圧_ioに鋸歯状波電圧が重畳さ
れた鋸歯状波信号ｂとなり、この信号ｂがトラン
ジスタ１８によつて基準電圧V_Eと比較されて位
相パルス信号ｄが作り出されるのであるから、電
源スイツチ投入（時点t₀）直後には鋸歯状波信号
ｂは基準電圧V_Eと交叉せず、電圧_ioが減衰して
ゆくにつれて、第５図イ，ロに示すように、脈動
電圧ａの立ち上がり部分から最も遅れた部分で基
準電圧V_Eに交叉し、ついで順次進んだ位相で交
叉してゆくようになる。従つて位相パルス信号ｄ
の位相も最も遅れた状態から順次進んだ位相へと
変化してゆき、出力電圧V_Oの立ち上りは、第６
図に示すように、電源スイツチ投入後、直ちに所
定値V_Oに達するのではなく、抵抗３１，１５と
コンデンサ３２の時定数で立ち上り、過渡的な高
電圧の発生は完全に抑圧されてしまうことにな
る。そして、コンデンサ３２がほぼ電圧V_Bにま
で充電されてしまえば、ｂ点の電圧_ioは出力電
圧V_Oを抵抗３０，３１と抵抗１５で分圧した電
圧となり、第１図の場合と同様に、出力電圧V_O
の変化に応じて位相パルス信号ｄの位相が制御さ
れて出力電圧V_Oが安定化されることになる。

このとき、抵抗１５と３１による分圧比の関係
は抵抗１５，３１の抵抗値をそれぞれR₁₅，R₃₁
として V_B・R₁₅／R₁₅＋R₃₁−１／２（鋸歯状波電圧の振幅）＞V
_E となるようにする。

このようにすれば、第５図の時刻t₀で起動して
から、電圧V_ioが最初の鋸歯状波電圧ｂに重畳し
たときに、トランジスタ１８のベース電圧が電圧
V_Eよりも低くなることがなくなり、確実に起動
時での過渡的な電圧上昇を抑えることができる。

このように、本発明によれば、従来技術の欠点
を除き、電源スイツチ投入時（起動時）に過渡的
な高い出力電圧が発生するのを完全に抑圧するこ
とができ、電力損失が少なく、しかも小形軽量な
位相制御形定電圧電源回路をローコトスで得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の位相制御形定電圧電源回路を示
す結線図、第２図ａ〜ｄおよび第３図はその動作
説明用の波形図、第４図は本発明の一実施例に係
る定電圧電源回路の結線図、第５図イ，ロおよび
第６図はその動作説明用の波形図である。 １，２……入力端子、３……ブリツジ整流器、
５……制御部動作用の直流電圧V_Bを得るための
ツエナーダイオード、７……出力電圧制御用のサ
イリスタ、８……鋸歯状波発生用トランジスタ、
１５，３０，３１……制御用直流電圧取り出し用
の分圧器を構成する抵抗、１８……電圧比較用ト
ランジスタ、１９……基準電圧発生用ツエナーダ
イオード、２４……パルス増幅用トランジスタ、
２６……パルストランス、３２……起動時定数を
与えるコンデンサ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電圧を整流して脈動直流電圧を出力する
   全波整流回路と、該全波整流回路の出力を出力端
   子に接続するサイリスタと、上記出力端子と接地
   間に接続した平滑コンデンサと、上記脈動直流電
   圧を入力してその脈動周波数に同期した鋸歯状波
   電圧を発生する鋸歯状波電圧発生回路と、上記出
   力端子に現われる出力電圧に比例した電圧の直流
   電圧を上記鋸歯状波電圧に重畳する抵抗分圧回路
   と、この抵抗分圧回路の出力電圧を基準電圧と比
   較して位相パルス信号を発生するパルス発生回路
   と、上記鋸歯状波電圧発生回路と上記パルス発生
   回路に動作用の直流定電圧を供給する定電圧回路
   とを備え、上記位相パルス信号を上記サイリスタ
   のゲートに供給して上記出力電圧を制御する定電
   圧電源回路において、上記抵抗分圧回路を、上記
   出力端子と接地間に直列接続した第１と第２と第
   ３の抵抗からなる抵抗分圧器と、上記第１と第２
   の抵抗の接続点と上記定電圧回路の出力との間に
   接続したコンデンサとで形成し、上記第２と第３
   の抵抗の接続点から上記直流電圧を取り出すと共
   に、これら第２と第３の抵抗による電圧分圧比
   を、起動時に現われる上記直流電圧の最大値が上
   記鋸歯状波電圧の電圧値の1/2に上記基準電圧を
   加えた電圧値よりも大になるような分圧比に設定
   したことを特徴とする定電圧電源回路。