JPS5911256B2 - スイツチング・レギユレ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、カラーテレビジョン受像機などの電３０源回
路に使用されるスイッチング・レギュレータに関する。

定電圧電源回路に使用されるレギュレータとしては、ス
イッチング方式の方が連続制御方式のものより効率が良
く、使用する半導体素子の損失が３５少ないから、カラ
ーテレビジョン受像機など消費電力の大きな装置の電源
回路に適しており、近年広く採用されるようになつてき
た。

このようなスイツチング・レギユレータの一例を第１図
に示す。

商用電源に接続されたＡＣプラグ１からの交流電圧をブ
リツジ接続されたダイオード２〜５で整流し、平滑コン
デンサ７の端子間に直流を得、レギユレータの入力電圧
Ｅｉを供給する。

このとき、抵抗６によりサージ電流を制限するようにす
る。入力電圧Ｅｉはスイツチング用の出力トランジスタ
８を経てチヨークコイル１０とコンデンサ１１からなる
チヨークインプツト型の平滑回路に加えられ、転流用ダ
イオード９と共に平滑化されて所定の電圧に定電圧化さ
れた出力電圧ＥＯを出力端子に供給するようになつてい
る。出力用のトランジスタ８のベース・エミツタ間には
励振用のパルストランス１４が接続され、励振用のトラ
ンジスタ１６を介して出力電圧ＥＯの変動に応じてスイ
ツチング状態が制御されるようになつている。

励振用トランジスタ１６のベースには、コンデンサ２５
から印加され抵抗２３とコンデンサ２４からなる積分回
路により鋸歯状波に成形されたフライバツクパルスＦＨ
と、ツエナーダイオード２６の定電圧と誤差増幅用のト
ランジスタ１７により比較され、抵抗１２，１３により
出力電圧ＥＯに比例して取出された電圧の変動分として
トランジスタ１７のコレクタに検出される誤差電圧信号
とが抵抗２０，２１，２２により重畳されて加えられる
。

なお、１８は励振用トランジスタ１６のコレクタ抵抗、
１９はツエナーダイオード２６の動作抵抗である。

さらに、出力用トランジスタ８のベース・エミツタ間に
は、励振トランス１４の２次巻線と直列に適当な電源１
５が接続されていて、出力用トランジスタ８に導通方向
のバイアスを与えるようになつている。

そして、ツエナーダイオード２６のツエナ一電圧と、抵
抗１２，１３により出力電圧ＥＯから取出されてトラン
ジスタ１７のベースに加えられる電王を適当な値にセツ
トすることにより、出力用トランジスタ８の導通期間と
遮断期間とからなるスイツチング期間のうちで、導通期
間がほとんどスイツチング期間に等しくなる位に出力用
トランジスタ８をスイツチングさせ、出力電圧ＥＯより
わずかに高い入力電圧Ｅｉによつても、安定に定電圧動
作が行ない得るようになつている。

従つて、カラーテレビジヨン受像機の如く＋Ｂ電源とし
て１００〜１２０Ｖの電圧のものを必要とする機器の電
源回路として使用する場合でも、電源トランスを使用し
たり、倍電圧整流回路を使用したりして昇圧することな
く、１００Ｖの商用交流電源を直接整流して入力電圧Ｅ
ｉとして使用することができ、コスト面、機器の安全性
の面などで極めて有利に構成できることになる。

この動作を第２図の波形図により説明する。

波形２７で示されるフライバツクパルスＦＨは抵抗２３
とコンデンサ２４で積分されて波形２８の如き鋸歯状波
となり、誤差増幅用トランジスタ１７のコレクタに発生
する語差電圧に重畳されて励振用トランジスタ１６のベ
ースに加えられ、その結果、出力電圧ＥＯが変化すると
鋸歯状波形２８の平均レベルが上下することになる。ト
ランジスタ１６の導通レベルが直線２９で示されるとす
れば、波形２８が直線２９より下方にくる期間中だけト
ランジスタ１６は非導通となる。その結果トランジスタ
１６のコレクタ波形は３１の如くなるも、パルストラン
ス１４を介して出力用トランジスタ８のベースには波形
３１を逆極性にしたパルスが加えられ、トランジスタ８
はこのパルスにより遮断状態にスイツチングされる。こ
れにより、トランジスタ８が導通状態にある期間ＴＯＮ
と遮断状態にある期間ＴＯＦＦとの比率が出力電圧Ｅ。

の変動に応じて変化し、出力電圧ＥＯが所定値より増加
するとトランジスタ１７のベースに加えられる電圧も増
加し、そのコレクタ電流は減少する。これにより波形２
８の平均レベルが下がり直線２９より下方に出る部分の
巾が広くなるから、結局、出力用トランジスタ８に加え
られるパルス波形３１の巾も広くなり、その遮断期間Ｔ
ＯＦＦが長くなり相対的に導通期間ＴＯＮは短縮するか
ら、トランジスタ８を通つて出力側に供給される電圧の
平均値が少なくなり、出力電圧Ｅ。の増加した分が打消
され、元の電圧に戻るように制御が掛ることになる。出
力亀圧ＥＯが所定値より減少したときには、波形２８の
平均値が上がり、遮断期間ＴＯＦＦが短かくなつて出力
電圧ＥＯが上昇する方向に制御が掛り、定電圧動作が行
なわれることになる。

既に説明した如く、このスイツチング・レギユレータに
よれば、パルストランス１４によるスイツチングパルス
に適当なバイアス源１５からのバイアスが重畳されてい
るので、出力用トランジスタ８のスイツチングを導通期
間ＴＯＮ．ｌ５遮断期間ＴＯＦＦとの比がかなり大きな
割合になるまで安定に制御でき、そのため、入力電圧Ｅ
ｉをあまり高くしなくても必要とする出力電圧ＥＯを得
ることができるという利点があり、カラーテレビジヨン
受像機などの電源回路に適している。しかしながら、第
２図から明らかな如く、入力電圧Ｅｉと出力電圧Ｅ。

との差が僅少になる領域で動作させると、即ち、出力用
トランジスタ８の遮断期間Ｔ６ＦＦが導通期間ＴＯＮに
比してかなり短くなると、鋸歯状波形２８が直線２９で
示した励振トランジスタ１６の導通電圧レベルより下に
なる部分３０の値が小さくなり、励振トランジスタ１６
を充分に遮断状態に保てなくなる。そのため、出力用ト
ランジスタ８に供給される遮断方向のパルスも波形３２
の如くなまつた波形のものとなつてしまい、トランジス
タ８を安定にスイツチングすることができなくなつてし
まう。このような状態になると、回路に異常発振が生じ
たり、出力電圧Ｅ。が安定化されなくなつたりするので
、一定の入力電圧Ｅｉに対して安定に取り出せる出力電
圧ＥＯの上限が下がつてしまうことになり、入力電圧Ｅ
ｉに極めて近い値の大きな出力電圧ＥＯが得にくいとい
う欠点がある。又、波形２８の直線２９より下の部分３
０の値が小さくなるということは、ノイズなどにより誤
動作する恐れが増加することを意味し、動作範囲はさら
に狭くなつてしまうことになる。既に述べた如く、カラ
ーテレビジヨン受像機では、多くの場合、そのＢ電源と
して１００Ｖ〜１２０Ｖの電圧のものが要求され、その
ため、日本やアメリカのように交流電源として１００，
１２０の電源が使用されている地域においては、入力電
圧Ｅｌと出力電圧ＥＯとが接近した値となつてしまう（
通常、交流電源の電圧変動を考慮して交流入力電圧が９
０％位に降下したときに得られる入力電圧Ｅｉの値を設
計基準にしている）従つて、第１図の如きレギユレータ
によつては、必要な出力電圧ＥＯを得ることが困難な場
合があつた。

本発明の目的は、上記したスイツチング・レギユレータ
の欠点を除き、入力電圧Ｅｉと出力電圧ＥＯとが接近し
ても安定した動作を行ない得ると共に、入力電圧Ｅｉに
対して出力電圧ＥＯが極めて低くなる領域においても安
定に動作させ得るスイツチング・レギユレータを提供す
るにある。

この目的を達成するため、本発明は、スイツチングパル
ス巾制御用の鋸歯状波信号に、その平均レベル変化とは
無関係な別のパルスを重畳させた点を特徴とする。以下
、本発明を第３図ないし第８図について説明する。

第３図は本発明の一実施例を示すもので、基本的には第
１図の回路とほとんど同じ構成であり、動作も変りない
が、ただ、励振用トランジスタ１６のベースに加えられ
る信号が、抵抗２３、コンデンサ２４からなる積分回路
からの鋸歯状波信号とトランジスタ１７からの誤差電圧
信号だけでなく、さらにこれらにパルス発生回路３３か
らのパルスが重畳されたものとなつている点が異なつて
いるのみである。

次に、第４図の波形図によつてその動作を説明すると、
波形２７で示すフライバツクパルスから抵抗２３とコン
デンサ２４で鋸歯状波形２８が形成され、その平均レベ
ルがトランジスタ１７からの誤差電圧信号により変化し
、励振用トランジスタ１６の導通レベルを示す直線２９
に対する位置が上下に変化することにより、出力用トラ
ンジスタ８の遮断を制御するパルス波形３１の巾を出力
電圧Ｅ。

の変動に応じて変化させ、出力電圧ＥＯの安定化を行な
う点は第１図の場合と同じであるが、鋸歯状波形２８の
最底レベル付近にパルス発生回路３３から極めて巾の狭
い負のパルス３４が加えられている点が異なつている。
即ち、パルス発生回路３３は、鋸歯状波形２８に同期し
、その波形の最底レベル付近に位相同期した極めてデユ
ーテイ比の小さいパルスを発生する機能を有する回路で
ある。

さて、このパルス３４が励振用トランジスタ１６のベー
スに加えられていることにより、鋸歯状波形２８の平均
レベルが高くなるような領域、即ち、出力電圧Ｅ。

が入力電圧Ｅｉに極めて接近した領域で動作するように
制御状態をセツトした場合、当然、波形２８が直線２９
より下方に出る部分はわずかなものとなり、そのままで
はトランジスタ１６を充分に遮断させることができなく
なつてしまうが、この部分にはパルス３４が存在し、そ
の電圧値は負方向に充分な振巾を有しているから、この
パルス３４によりトランジスタ１６は充分に遮断方向に
駆動され、遮断期間ＴＯＦＦが極めて短かい。しかも正
しい波形のパルス３１を出力用トランジスタ８に供給す
ることができ、入力電圧Ｅｉに極めて接近した電圧にま
で出力電圧ＥＯを高めた状態でも安定に動作させること
ができるようになる。従つて、本実施例によれば、第１
図に示したスイツチング・レギユレータよりも、出力用
トランジスタ８の遮断期ＴＯＦＦを導通期間ＴＯＮに比
して短かくすることができ、入力電圧Ｅｉに極めて近い
値の出力電圧ＥＯを安定に負荷に供給できることになる
。

そして、このとき、入力電圧Ｅｉに出力電圧ＥＯをどの
程度にまで近づけることができるかは、パルス３４の巾
により決まるから、必要に応じてパルス３４の巾を適当
に定めればよい。

実際には出力用トランジスタ８のキヤリヤ蓄積効果によ
り、励振用トランジスタ１６の導通期間より出力用トラ
ンジスタ８の導通期間の方が長くなる。即ち、励振用ト
ランジスタ１６の遮断期間より出力用トランジスタ８の
遮断期間の方がキヤリヤ蓄積時間だけ短かくなるので、
パルス発生回路３３から供給されるパルス３４の巾とし
ては、出力用トランジスタ８のキヤリヤ蓄積時間と同程
度の巾にすれば、ほとんどスイツチング期間の全域にわ
たつて導通期間Ｔ。Ｎとすることができ、入力電圧Ｅｉ
にほぼ等しい出力電圧ＥＯを安定に供給できる。第５図
は、本発明に使用されるパルス巾制御用信号発生回路の
例で、全体をプロツクで示してある。この例では、積分
回路３６（これは第３図の実施例における抵抗２３とコ
ンデンサ２４に相当）と微分回路３７にフライバツクパ
ルスＦＨを加え、積分回路３６の出力を位相反転回路３
８で反転させ、微分回路３７の出力と合成して励振用ト
ランジスタ１６のベースに加える信号を得るようになつ
ている。

第７図はその波形図で、フライバツクパルスＦＨを示す
波形２７は積分回路３６で鋸歯状波形２８となり、位相
反転回路３８で波形３９に反転される。

又、微分回路３７に加えられたパルス波形２７は微分パ
ルス波形４０に変換され、これらが合成されて波形４１
が形成されることになる。この波形４１で示す信号を、
第４図における波形２８と３４が合成された信号と同様
に、トランジスタ１７からの誤差電圧信号と一緒に励振
用トランジスタ１６に加えて出力用トランジスタ８のス
イツチングを行なわせるようにすればよい。この波形４
１のパルス波形４０からなる部分の負の部分は、励振用
トランジスタ１６の導通レベルを示す直線４２よりは充
分に低い値４３を有するから、この回路を第３図の抵抗
２３とコンデンサ２４からなる積分回路とパルス発生回
路３３に代えてスイツチング・レギユレータを構成する
ことにより、同様な効果を得ることができる。このとき
、合成された波形４１には、その上方にも微分パルス波
形４０の一部が付加されているが、この部分は励振用ト
ランジスタ１６の導通領域になるから、何の影響も受け
ない。又、動作用のパルスをフライバツクパルスから得
ているが、これを水平偏向回路の他の部分、例えば励振
用トランスからのパルスによつてもよく、或いは、全く
独立した発振器を使用してもよい。

第６図は本発明に使用されるパルス巾制御用信号発生回
路の別の例で、第５図の場合と異なつているのは位相反
転回路３８が微分回路３７の後に設けられていて、微分
パルスの位相を反転させて積分回路３６から鋸歯状波に
重畳させるようになつている点で、その動作などは第５
図の場合と同様である。第８図はパルス巾制御信号発生
回路の構成まで具体化して示した本発明の実施例で、第
５図の回路に対応した構成例である。

第５図における積分回路３６は抵抗２３とコンデンサ２
４で構成され、位相反転回路３８はトランジスタ４４か
らなり、そして、微分回路３８はコンデンサ４５と抵抗
４６で作られている。

なお、４８，４９はトランジスタ４４のバイアス用抵抗
、５０は負荷抵抗、４７はトランジスタ４４の利得設定
用抵抗、５５は結合用コンデンサである。結合コンデン
サ２５を介して加えられたフライバツクパルスＦＨは、
コンデンサ４５と抵抗４６で微分されて第７図の波形４
０の微分パルスに成形されると共に、抵抗２３とコンデ
ンサ２４で積分されて鋸歯状波形２８に成形され、トラ
スジスタ４７で反転されて波形３９になつて合成され、
波形４１としてトランジスタ１７からの誤差電圧信号ど
重畳されて励振用トランジスタ１６のベースに加えられ
る。

これによる出力電圧ＥＯの安定化動作は第３図について
説明した通りであるから省略する。

なお、前記実施例においては、スイツチング素子である
出力トランジスタ８やチヨークコイル１０が負の線路側
に挿入されたものとして示されているが、正の線路側に
挿入してもよいことは勿論である。又、スイツチング素
子として出力トランジスタ８が使用されているが、一般
的なスイツチング素子、例えばサイリスタ、ゲートター
ンオフサイリスタなどの素子によつて構成してもよい。

以上説明した如く、本発明によれば、パルス発生回路を
設け、鋸歯状波信号にパルスを重畳させるという簡単な
構成により、スイツチング素子をスイツチング期間のほ
ぼ全域にわたつて導通期間とすることができ、入力電圧
Ｅｉにほぼ近い電圧の出力電圧ＥＯを安定に供給できる
から、倍電圧整流手段などにより高い入力電圧Ｅｉを得
る必要がなくなり、そのため、カラーテレビジヨン受像
機などの電源回路に使用してコストダウンが可能になり
、しかも安全性の高いものが得られる。

また、スイツチング素子の遮断期間がスイツチング期間
の全域に近くわたるように制御しても安定に動作するか
ら、入力電圧Ｅｉに比して極めて低い出力電圧Ｅ。でも
安定に供給でき、バツテリ共用のテレビジヨン受像機の
電源回路などに使用して優れた効果を得ることもできる
。この場合には、第７図の波形４１における正方向のパ
ルス部分が利用され、励振用斗ランジスタ１６が極めて
短かい導通期間においても充分に導通方向に駆動される
ので安定な動作が得られることになる。

【図面の簡単な説明】

第１図はスイツチング素子にバイアスを与えるようにし
たスイツチング・レギユレータの電気回路図、第２図は
その動作説明用波形図、第３図は本発明の基本的な実施
例を示す電気回路図、第４図はその動作説明用波形図０
第５図および第６図は本発明のスイツチング・レギユレ
ータに使用するパルス巾制御信号発生回路の各例を示す
ブロツク図、第７図はその動作説明用波形図、第８図は
本発明の具体的な実施例を示す電気回路図である。 ８・・・・・・スイツチング用出力トランジスタ、９・
・・・・・転流用ダイオード、１０・・・・・・平滑用
のチヨークコイル、１４・・・・・・励振用のパルスト
ランス、１５・・・・・・バイアス電源、１６・・・・
・・励振用トランジスタ、１７・・・・・・誤差増幅用
トランジスタ、２３，２４・・・・・・積分用の抵抗と
コンデンサ、３３・・・・・・パルス発生回路、３６・
・・・・・積分回路、３７・・・・・・微分回路、３８
・・・・・・位相反転回路、４４・・・・・・位相反転
トランジスタ、４５，４６・・・・・・微分回路のコン
デンサと抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 非安定の直流電源と、この直流電源の出力直流電圧
   を断続するスイッチング素子と、断続された出力直流電
   圧を直流電圧に変換する直流化手段と、所定周期の鋸歯
   状波信号を発生する信号源と、この信号源と直流化手段
   の出力とに接続され、直流化手段の出力電圧の変動に応
   じて変動する直流分に鋸歯状波信号を重畳する第１重畳
   手段と、重畳手段の出力が所定レベルを越えた否かに応
   じて上記直流分の変動が抑圧されるようにスイッチング
   素子の導通、非導通期間の比率を制御する制御手段と、
   スイッチング素子の非導通期間の重畳手段の出刃先頭値
   にスイッチング素子を非導通状態とする極性の鋸歯状波
   信号に同期したデューティ比の小さいパルスを重畳する
   第２重畳手段とからなり、スイッチング期間の全域近く
   にまでスイッチング素子の導通期間、或いは非導通期間
   を延長させて動作可能にしたことを特徴とするスイッチ
   ングレギュレータ。 ２ 鋸歯状波信号に重畳するパルスの巾をスイッチング
   素子である出力トランジスタのキャリヤ蓄積時間とほぼ
   等しい継続時間としたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のスイッチング・レギュレータ。 ３ 鋸歯状波信号に重畳するパルスとして、フライバッ
   クパルスから成形されたパルスを用いたことを特徴とす
   る特許請求の範囲第１項記載のスイッチング・レギュレ
   ータ。 ４ 鋸歯状波信号に重畳するパルスとして、水平励振回
   路から得られるパルスを用いたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のスイッチング・レギュレータ。 ５ スイッチング素子のパルス巾制御用の信号として、
   水平偏向回路からのパルスを積分して得た鋸歯状波信号
   と、前記パルスを微分して得たパルスのいずれか一方を
   位相反転させてから両者を合成した信号を用いたことを
   等徴とする特許請求の範囲第１項記載のスイッチング・
   レギュレータ。 ６ 水平偏向回路からのパルスとして、フライバックパ
   ルスを用いたことを特徴とする特許請求の範囲第５項記
   載のスイッチング・レギュレータ。 ７ 水平偏向回路からのパルスとして、水平励振回路の
   パルスを用いたことを特徴とする特許請求の範囲第５項
   記載のスイッチング・レギュレータ。