JPH02181685A - 信号弁別方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、物体の遠隔識別の分野に関するものであって
、更に詳細には移動物体の遠隔識別技術に関するもので
ある。

従来技術 例えば、商船、鉄道貨車及び自動車などは、それらが使
用中である場合、特にそれらが移動中において、識別さ
れることを必要とすることがある。

デジタル識別コードで連続波の無線送信された信号を後
方散乱変調する能動的又は受動的「タグ」を使用して遠
隔識別乃至は同定を行なうのに有用なシステム乃至は方
式は、本出願人に譲渡されている１９８６年７月１４日
に出願された米国特許第８８５，２５０号及び米国特許
第４，７３９゜３２８号に開示されている。後方散乱変
調された信号は、通常、基の信号を送信したのと同一の
システム（方式）によって受信され、且つデジタルコー
ドが復調され且つデコードされて、タグが取付けられた
物体の識別情報（同一性を表わす情報）又はその他の所
望とされる情報を与える。

これらのシステムの多くの適用において、タグが取付け
られた物体は幾つかが互いに近くに存在している。これ
らのタグの各々は、送信された信号を後方散乱変調する
能力を有している。これらの物体の幾つかは所望の信号
からのものであり且つその他のものはそうでない場合が
ある。このことを示す良好な例としては、有料道路の料
金徴収車線である。通常、各車線に対して、別々の「読
取器」　（即ち、送信機−受信機）が使用される。

一方、各車線に対して別々の送信用及び受信用のアンテ
ナを持った複数個の異なった信号を送信する単一の送信
機−受信機を使用することも可能である。特定の車線に
対して特定されたアンテナ乃至は送信機−受信機は、後
方散乱変調の後に正しいタグからの所望の帰還する信号
と、この特定の送信機−受信機乃至はアンテナが意図し
ていない異なりた車線における自動車のタグから帰還さ
れた同様の信号との間を弁別することが可能でなければ
ならない。

従来、弁別を行なうための多くの異なった技術が使用さ
れている。所望のタグの位置からの帰還信号の振幅を最
大とするために、アンテナの位置及び方位は注意深く選
択されていた。例えば、干渉を回避するためにそれぞれ
のアンテナは十分に離隔して配置させる。更に、所望の
タグ読取り区域からの受信を最大とし且つ他の区域から
の受信を最小とするべく受信機感度を選択することが可
能である。種々の遮蔽技術も使用されている。

シールディング即ち遮蔽はエラーを発生する可能性のあ
る解決方法である。なぜならば、予測不可能な信号反射
がシールドを避けて通る場合があり、又所望の信号を予
測しなかった態様で偏向させ、読取器における信号に混
乱を発生させるからである。アンテナの位置及び方位は
、常に適切なものとは限らない。なぜならば、料金所や
、車線区画壁などの構造体が、アンテナの理想的な位置
及び間隔と干渉することがあるからである。更に、送信
された信号が幅狭のものではなく良好に画定されたもの
ではないことがあり、その場合には精密な制御を行なう
ことを困難とする。受信機の感度を調節することもエラ
ー発生の原因となることがある。なぜならば、反射され
た信号が基の信号又はその他の反射された信号と結合し
て、受信信号に予測不可能な増幅を発生させ、調節され
ている受信機であってもエラーを発生させることがある
からである。

そこで、所望されているものは、たとえ全てのタグが送
信信号を精密に同一の態様で後方散乱変調するものであ
っても、他のタグからの他の後方散乱変調帰還信号から
その後方散乱変調形態において弁別されることを可能と
するものを送信信号自身の中に有することである。

目　　的 本発明は、以上の点に鑑みなされたものであって、上述
した如き従来技術の欠点を解消し、全送信−受信時間遅
れに基づいて後方散乱信号間において弁別を行なうこと
が可能な装置を提供することを目的とする。

構成 本発明においては、送信したキャリア信号を、ゼロ時間
シフトでそれ自身と相関させた場合に単位出力を供給し
且つ顕著な時間シフトでそれ自身と相関させた場合に実
質的に低い出力レベルを供給する特性を持った変調信号
で位相変調させた場合に、適切な弁別を行なうことが可
能であることが分かった。この様な位相変調したキャリ
ア信号は、直接的広帯域信号と呼称されることがある。

例えば擬似ランダムシーケンスとすることが可能な変調
信号で位相変調することにより、両側波帯抑圧キャリア
信号が発生される。この様な広帯域信号は、それらの送
信機が連続波送信機の場合よりも連邦通信委員会などの
官憲によって容品に許可されうるという付加的な利点を
有している。

本発明のシステム即ち方式は、所望の特性を持った変調
信号でキャリアを位相変調する手段を有している。本方
式は、更に、その位相変調したキャリア信号を送信する
手段を有している。送信機から有限の距離に位置された
バックスキャタ即ち後方散乱変調手段がその位相変調さ
れたキャリア信号を受信し、変調し、且つ後方散乱させ
る。好適には、この後方散乱変調は、振幅変調ＣＡＭ）
であるが、更に無線周波数（ＲＦ）を位相変調すること
が可能である。変調され後方散乱され位相変調されたキ
ャリア信号が、しばしば送信機と共に位置されている受
信機検知器において受信される。この受信機検知器はＲ
Ｆキャリア位相感度を有しており、その入力信号として
前記変調され後方散乱され位相変調されたキャリア信号
を有すると共に、その基準信号として、前記送信され位
相変調されたキャリア信号を有している。この基準信号
は、送信機と受信機が同一の位置における同一のシステ
ムの一部である場合には、容易に得ることが可能である
。前記検知器は、その平均化した振幅が入力信号と基準
信号との間のキャリア位相相関の程度に実質的に依存す
る出力信号を供給する。

受信機検知器からの出力信号は処理されて、タグ内に含
まれており且つその平均化した振幅がスレッシュホール
ド値以上である場合にのみ変調され後方散乱された帰還
信号内に包含される情報を検索する。受信機から異なっ
た距離の別の位置における別のタグからのものではな（
所定の且つ所望のタグからの後方散乱である場合には帰
還信号と基準信号との間の相関は最も高く、従って検知
器からの出力信号の平均化した振幅は、不所望のものと
比較して所望の帰還信号からのものが著しく高い。従っ
て、検知器からスレッシュホールド振幅以上の出力信号
のみを処理することは容易なことである。

本発明の好適実施例においては、送信機における位相変
調は二相であり且つ位相変調信号は例えばシフトレジス
タ回路によって発生することが可能な擬似ランダムデジ
タルパルスからなるシーケンスである。

実施例 以下、添付の図面を参考に、本発明の具体的実施の態様
について詳細に説明する。注意すべきことであるが、以
下の説明においては幾つかの好適実施例について説明を
行なうが、これら好適実施例に本発明の技術的範囲を逸
脱することなしに種々の変形を施したり又は別の実施形
態を構成したりすることが可能であることは勿論である
。

第１図に示した本発明の基本的構成要素は、送信機１０
、受信機／検知器１１、デコーダ１２及びタグ１３を包
含している。送信機１０は、受信機／検知器１１を介し
てアンテナ１４へ位相変調したキャリアを送り、そのキ
ャリアはアンテナ１４によってタグ１３へ送信される。

タグ１３は後述する如く本発明の後方散乱変調手段であ
り、送信機１０から有限の距離に位置されており且つ送
信され位相変調されたキャリア信号の後方散乱を受信し
且つ変調する。変調し後方散乱した信号は、アンテナ１
４へ帰還され、次いで受信機／検知器１１へ送られ、そ
こで、受信され且つ検知器において基準信号と比較され
る。この基準信号は、ノードＡにおけるライン１５を介
して受信機１１へ結合されている送信され位相変調され
たキャリア信号と同一である。受信機／検知器１１は、
ノードＢにおいて出力信号を供給し、その信号は検知器
／復調器１２へ送られ、その平均化された振幅出力は受
信され変調され後方散乱された信号と基準信号との間に
おける検知器内における位相相関の程度に実質的に依存
する。検知器／復調器１２は、後述する如く、その平均
化した振幅がスレッシュホールドレベル以上である入力
信号を選択的に処理することが可能である。

第２図に本発明の送信機を示しである。図示した好適実
施例においては、送信機１ｏはキャリア信号乃至は搬送
波信号を供給する９１５ＭＨｚオシレータ２０を有して
いる。９１５ＭＨｚは、それが使用可能であり且つ例え
ば、米国においては、自動的乗り物監視システムを包含
する種々の産業的適用において連邦通信委員会によって
許可されうるちのであるからこの特定の周波数を採用し
ている。尚、この周波数適宜別の値に設定することが可
能である。オシレータ２０からのキャリア信号は、位相
変調器２１へ送られ、それは、ゼロ時間シフトでそれ自
身と相関された場合には単位出力を供給し且つ顕著な時
間シフトでそれ自身と相関された場合には実質的に低い
出力レベルを供給する特性を持った変調信号で変調され
る。例えば、ランダム及び擬似ランダム変調信号はこれ
らの特性を有している。この様な信号は、例えば、定常
確率過程によって発生させることが可能である。

本実施例においては、変調信号は、擬似ランダムパルス
シーケンスを使用する二進信号である。後に更に詳細に
説明する如く、このパルスシーケンスは、ドライバ整形
器２３を介してシーケンス発生器２２によって供給され
る。ドライバ整形器２３は、パルスの端部を丸めて、キ
ャリアへの変調をより容易とするためにそれらの形状を
改善させる。シーケンス発生器２２は、シフトクロック
発生器２４によって同期される。

位相変調器２１からの変調された出力信号は、直接的広
帯域信号と呼称されることがある。位相変調器２１は、
両側帯波抑圧キャリア信号を発生し、その信号はバンド
パスフィルタ２５へ送られ、該フィルタは帯域を規則に
よって許可されているものに制限する。増幅器２６は、
送信されるべき信号を増幅し、それを送信に必要とされ
る所望のパワーレベルへ上昇させる。

シーケンス発生器によって発生される変調信号が擬似ラ
ンダム信号である場合、シフトレジスタ型発生器２２を
第３図に示した如くに使用することが可能である。この
例の場合においては、３段シフトレジスタ２２を使用し
ており、それは、図示した如くに接続されたＤフリップ
フロップ４１゜４２．４３を有しており、更に入力がＤ
フリップフロップ４２及び４３の出力から派生されるも
のであり且つその出力がＤフリップフロップ４１のＤ入
力端へ供給される排他的ＯＲゲート４４を有している。

ノードＢにおける擬似ランダム出力フードシーケンスは
、第２図に示した如く、ドライバ／整形器２３へ供給さ
れる。第２図に示した如く、クロック発生器２４からの
クロック信号は、第３図に示した如く、端子４６におい
て入力される。３個のレジスタ段が簡単化のために例示
されている。３個の段は、十分に高い繰り返しサイクル
周波数を供給し、それは７個のクロックサイクル毎に繰
り返しを行なう。１０ＭＨｚの割合でクロック動作され
ると、この周波数は、十分に高くなり、例えば２０及び
４０ｋＨｚの一層低い周波数を有する後方散乱変調帰還
信号と干渉することはない。

擬似ランダム変調信号のより長い繰り返しシーケンスを
発生する付加的シフトレジスタ段を使用して、より良好
な相関差別を与えることが可能である。このことは、基
準に一層近い相関帰還信号と通常排除されるべきもので
あるより相関の少ないものとの間の振幅の差が一層大き
く、不所望の信号のより容易に区別することを可能とし
ていることを意味している。本発明において使用可能な
シフトレジスタシーケンスは、例えば、「シフトレジス
タシーケンス（Ｓｈｉｆｔ　　Ｒｅｇｉｓｔｅｒ　　５
ｅｑｕｅｎｃｅｓ）Ｊ、ＳｏｌｌｏｍｏｎＷ、　　Ｇｏ
ｌ）ｏｍｂ、ホルデンディ（Ｈｏｊ？ｄｅｎ−Ｄａｙ）
インコーホレイテッド、１９５７年、第３章に記載され
ている。

本発明の受信機／検知器は第４図に示しである。

第１図及び第４図に示した如く、送信機はノードＡにお
いて受信機と結合される。第４図を参照すると、ノード
Ａにおける送信機信号は指向性結合器５０を介して供給
され、該指向性結合器は、その信号の一部を基準信号と
して取り出し且つそれをライン５１を介して混合器５２
の基準入力端へ結合させる。その信号の主要部分は、ラ
イン５３を介して循環器５４へ供給される。循環器５４
は、本発明において使用される送信信号の周波数で動作
すべく適合された従来の単一方向信号サーキュレータ（
循環器）である。指向性結合器５０からの主要な出力は
、循環器５４のボート５５へ供給され、且つボート５６
からアンテナ１４へ供給され、そこで後方散乱を行なう
ためにタグへ送給される。アンテナ１４からの変調され
後方散乱された信号はボート５６へ帰還し、且つボート
５７及びライン５８を介して混合器５２のＲＦ入力端へ
供給される。

循環器５４は、従来の高周波数サーキュレータ（循環器
）であり、それは信号を一方向においてのみ、即ち図示
例においては時計方向、ボート５５、　５６．又は５７
の一つから次のものへ供給する。従って、指向性結合器
５０からボート５５内への信号は、ボート５６へ通過さ
れ更にアンテナ１４へ通過される。タグ１３からアンテ
ナ１４によって受信される後方散乱変調信号は、ボート
５６を介して循環器５４内へ供給される。次いで、これ
らの信号はボート５６からボート５７へ且つライン５８
を介して混合器５２へ供給される。

混合器５２は、指向性結合器５０からのライン５１上の
基本信号を、循環器５４のボート５７からのライン５８
上の帰還信号と比較する。好適には、混合器５２は位相
比較器として使用される二重バランス混合器である。混
合器５２は、ライン５１及び５８からのその二つの入力
信号の位相を比較する（典型的に、０°又は１８０”）
。混合器５２からの出力信号はライン５９及びローパス
フィルタ６０を介して前置増幅器６１へ供給され、その
出力は、第１図及び第４図に示した如く、受信機／検知
器１１のノードＢに表われる。

混合器５２は従来の二重バランス型混合器であり、それ
は、例えば、ニューヨーク州１１２３５、プルツクリン
、ｐ、　ｏ、ボックス１６６にあるミ÷サーキッツ社か
ら入手することが可能である。

この混合器は、ライン５１上の基準信号によってスイッ
チ動作される。基準信号が所定の極性、通常圧の極性で
ある場合には、ライン５８上の変調され後方散乱された
信号は、該混合器を介して、直接的にライン５９へ供給
される。基準信号が反対の極性、通常負の極性である場
合には、変調され後方散乱された信号は反転される。

混合器５２からの信号はライン５９を介してローパスフ
ィルタ６０へ通過する。ローパスフィルタ６０は、該混
合器からの出力信号の振幅を平均化する作用を行なう。

この平均化動作は、第５図のグラフを参照して後述する
如く、基準信号及び帰還信号がマクロ位相ずれである比
較的低い振幅を有しており且つ位相変調信号とマクロ的
に同位相である高い振幅を有する信号を発生させる。

混合器５２からのライン５９上のＩＦ出力信号の瞬間的
な振幅は、主に、二つのファクタ、即ち（１）ライン５
８上のＲＦ入力信号の振幅、及び（２）ライン５１上の
基準信号とライン５８上のＲＦ倍信号の間の相対的位相
角の余弦の二つのファクタに依存する。本発明装置が依
存するのはこの余弦関係である。混合器５２の詳細な動
作は、第５図に示した信号のグラフに関する以下の説明
を参照してよりよ（理解される。

第２図、第４図及び第５図を参照すると、第５図に示し
たパルスシーケンス７０は、シーケンス発生器２２（第
２図）によって発生されるシーケンスであり、それはド
ライバ／整形器２３（第２図）へ供給される。ドライバ
／整形器２３は、パルスシーケンス７０の端部を丸め、
従ってそれは第５図におけるシーケンス７１のような様
相を呈する。ドライバ／整形器２３からの端部が丸めら
れた信号は、位相変調器２１へ供給され且つバンドパス
フィルタ２５を介して送給され、その場合に該信号は第
５図に示した如くソーセージの形状をした信号７２とし
て表われる。信号シーケンス７２は増幅され月つアンテ
ナ１４を介してタグ１３へ送信され（第４図）、そこで
、該信号は後方散乱変調され且つアンテナ１４を介して
循環器５４の入力端５６へ帰還される。

理解すべきことであるが、実際には、本発明の変調され
後方散乱された信号には２種類に位相変化が発生する。

まず、マイクロ位相変化があり、それは変調され後方散
乱された信号におけるシフトであり、必要なデータ（そ
の信号は第５図において信号７２として示したソーセー
ジ形状の包絡線内のクロスハツチングとして示しである
）を包含している。これらのマイクロ変化は、信号デコ
ード処理における不所望の副作用であり、且つ前述した
如き米国特許出願節８８５．２５０号及び米国特許箱４
，７３９，３２８号に記載したような従来技術のシステ
ムで容易に処理することが可能である。本発明において
使用される位相変化はマクロ位相変化であり、その場合
、信号７２のソーセージ全体（即ち、包路線）が、後述
する如く、ソーセージのリンク部分の間にドツトで示し
た点におけるその位相をシフトさせる。

帰還された信号の大体の様相は第５図における波形７２
で示した状態を維持するが、その振幅は後方散乱変調に
従って多少変化し、且つ全体的なマクロ位相（包路線）
は、タグへの及びタグからの送信の期間中にシフトする
。本発明は、このマクロ位相シフトを利用するものであ
る。この位相関係は、方形波を使用してよく例示するこ
とが可能である。基の基準信号を第５図に方形波７０と
して示しである。ライン５８上の帰還されたＲＦ倍信号
関するマクロ位相変調を方形波７′うとしで第５図に示
しである。実際の基準信号７２を例示的な方形波信号７
０と比較すると理解されるが、信号７２の軸におけるド
ツトは基準信号７０の高から低及び低から高の位相にお
けるマクロシフトに対応しており、ＲＦ倍信号１８０’
の位相シフトに対応している。説明の便宜上、タグへの
信号送信及び帰還の期間中において、基準信号の周波数
は変調信号の１個のパルスの幅によってシフトされたも
のと仮定する。

混合器５２の動作は次のようなものである。即ち、ライ
ン５１上の基準サンプル及びライン５８上のＲＦサンプ
ルが完全に同位相、即ち変調位相であると、ライン６０
上の混合器５２からの最大出力信号振幅が得られる。従
って、基準及び帰還ＲＦ倍信号両方共正であると、その
出力信号は正であり、一方、それらの信号が両方兵員で
あると、その出力信号は正であり、又一方が皿であり他
方が負であると、出力信号は負である。

説明の便宜上、帰還ＲＦ倍信号３が図示した如く基準信
号から１個の完全なパルス幅だけ位相シフトされている
と仮定する。基準信号７０のパルスは１乃至７と番号が
付しである。同様に、帰還すしたＲＦ信号７３のパルス
には１乃至７の番号が付ｉ５である。高状態である帰還
信号２３のパルス１を基準信号７０と同期しているパル
スであるパルス２と比較すると、両方のパルス共が高状
態であり、波形７３のパルス１の下側に示したように＋
１の相関を与える。波形７３のパルス２も基準ストリー
ム７０の一致バルス３と正確に相関し、且つそのパルス
に対して下側に＋１の相関が示されている。帰還された
ストリームのパルス３，４゜５は相関せず、その各々は
図示した如く−１の相関となる。ＲＦ帰還信号７３のパ
ルス６は、基準信号のパルス７と相関し、１の相関を発
生し、−方バルス７は相関しないので、−１の相関を発
生する。帰還された信号７３の７個のパルスの相関係数
を加算すると、その加算値は−１である。７個のパルス
が存在したので、平均化した相関は一１／７である。

次いで、帰還された信号が、帰還された信号７４で示し
た如く、パルス幅全体ではなく半分のパルス幅だけシフ
トされたものと仮定する。帰還されたＲＦ信号７４の最
初の２個半のパルスは、図示した如く、基準信号７０の
一致するパルスと相関し、＋２−１／２の相関係数を与
えることが明らかである。帰還されたストリーム７４の
次の半分のパルスは相関せず、−１／２の相関を発生す
る。次の半分のパルスは相関し、次の半分のパルスは参
口関せず、次の半分のパルスは相関し、且つ次の半分の
パルスは相関せず、正味として、２＠の完全なパルス帰
還の総計としてゼロの相関係数となる。次の１個半のパ
ルスは対応し、＋１−１／２の相関係数となり、且つ最
後の半分のパルスは対応せず、−１／２の相関係数とな
る。これらの相関係数の和は３であり、それは、７個の
パルスに対して平均化したものであり、即ち３／７の平
均化した相関である。

第４図及び第５図を参照すると、ライン５８上の帰還さ
れたＲＦ倍信号ライン５１上の基準信号との間の相関は
、混合器５２からライン５９上の信号の平均化した振幅
を制御する。基準信号７０に対する信号７３と同じくほ
とんど相関しない帰還信号は、１００％相関する信号の
平均化した振幅の平均化した振幅である１／７を持った
混合器５２からの出力信号を発生させることが明らかで
ある。基準信号７０から半分のパルス幅だけシフトされ
た帰還信号７４は、平均化された相関である３／７を発
生し、ライン５９上の混合器５２からの帰還信号の出力
振幅が完全に相関された信号の振幅の約半分であること
を意味している。同様に、完全なパルス幅基準信号７０
からシフトされている信号７３の出力振幅は、完全に同
位相の帰還信号のものの１／７のレベルを有するに過ぎ
ない。

ライン６０上の混合器５２からの出力信号は前置増幅器
６１へ供給され、第４図に示したノードＢにおいて前置
増幅された信号を発生し、その振幅は本発明に基づき混
合器５２における位相を口開に依存する。

第１図を参照すると、ノードＢにおける復調信号は、デ
コーダ／復調器１２へ通過する。デコーダ／復調器１２
は、その信号を復調し且つデコードして、タグ１３によ
って帰還され変調され後方散乱された信号上に変調され
た二進コードを抽出する。デコード及び復調プロセス及
びそれを実施する装置は、本出願人に譲渡されている米
国特許第４，７３９．３２８号に完全に記載されている
。

上述した受信機／検知器１１の動作の結果として、ノー
ドＢを介してデコーダ／復調器１２へ通過する出力信号
の振幅は、送信機１０からの基準信号上の位相変調パタ
ーンとタグ１３からの変調され後方散乱された信号との
間のｔ０関の程度に依存して著しく変化する。第５図に
おけるグラフに関連して上に説明した如く、この出力信
号の振幅は、これら二つの信号の間の位相相関が低い場
合には、かなり低く、即ち２倍又はそれ以上の係数だけ
低く、且つその係数が良好である場合には、かなり高い
。相関が低い場合には、デコーダ／復調器１２へのノー
ドＢにおける入力信号はデコーダ／復調器感度以下の十
分に低い振幅であり、従って無視される。相関が良好で
ある場合には、その振幅は十分に高く、従ってデコーダ
／復調器１２は、その信号をデコードし且つタグによっ
て帰還信号上に変調された基の二進ビットパターンを再
現することが可能である。

第６図及び第７図のグラフは、従来技術と比較して本発
明のシステムによって得られる利点を例示している。５
フイートと２５フイートとの間の距離に対する第７図の
曲線の第一の部分は、本発明に基づく広帯域信号変調を
使用することのない従来技術のシステムで得られる信号
強度の通常のフォールオフ即ち落下状態を示している。

この曲線は、正規化されており、アンテナから５フイー
トにおいて１．０の最大信号強度を示している。

第７図における曲線のこの第一部分において、１５フイ
ートにおける信号強度におけるフォールオフ即ち落下が
約７０％であり２５フイートにおけるフォールオフがほ
とんど完全に発生していることに注意すべきである。従
って、従来技術のシステムを使用した場合には、この小
さな信号における振幅の差異（３０％）に基づいて、ア
ンテナから１５フイート離れた所で発生された適切な信
号と２５フイート離れた所からの偶発的な信号との間の
弁別を行なうことは極めて困難である。

第７図のグラフは、第６図に示した距離に関しての通常
の信号の減衰を無視しており、且つ本発明において使用
した変調技術に基づいて距離と共に信号強度におけるフ
ォールオフ即ち落下のみを考慮に入れている。２５フイ
ートにおいて、信号レベルにおける著しい降下によって
示される相関の欠乏は、本発明の原理から発生するもの
である。

信号強度はほとんど０に降下している。２５フイートの
箇所においてゼロ点があり、２５フイートの点をかなり
越えた箇所においても、９１５ＭＨｚキャリアの場合約
１５００フイートまで、信号強度はほんのわずかな量、
１０％以下増加している。約３７フイートの箇所におい
て、例えば、相関が欠乏するために、前に説明し且つ第
７図に示した如く、信号レベルは１／７即ち０．１５で
ある。従って、本発明装置を使用して、読取器から１５
フイートの所望の信号と例えばほとんどの場合に少なく
とも２５フイート離れている隣接する料金所の車線から
の不所望な信号との間の弁別を行なうことは極めて容易
である。

送信機、受信機／検知器及びデコーダがどこか他の場所
に位置される場合であっても、タグから所望の位置にア
ンテナを配置することによって、実際の適用において所
定の距離を非常に正確に設定することが可能である。こ
れらの構成要素をシールドしたケーブルで接続すること
が可能である。

本システムの構成要素の中で配置位置が重要なものはア
ンテナのみである。

料金所の車線に適用した本発明装置の動作を第８図に示
しである。本発明装置７０は、図示した如く、料金所の
車線の隣接した車線１にアンテナ７１を位置させている
。車線１において監視される自動車がどこに表われよう
とも、且つタグが自動車のどこに配置されていようとも
、アンテナは適切に指向されており、従ってタグの読取
りはアンテナ７１の最大１５フイートの距離以内で行な
われる。アンテナが第８図に示した如く所定の角度で配
向されていると仮定すると、車線２における自動車のタ
グ７２はアンテナから約２５フイートよりも一層近くな
るということはない。従って、そのタグから戻される信
号は、車線１における何れかの自動車からの信号よりも
著しく小さくなる。

このことは、第７図のグラフにおいて２５フイートに対
するもの及び１５フイートに対するものとしてそれぞれ
示される。従って、車線２における隣接する自動車から
の信号は、本発明に基づく自動車識別情報を抽出するた
めに使用される本発明装置におけるデコーダ／　ｉｌｌ
　ｎ器の感度レベルよりもかなり下である。しかしなが
ら、車線１における自動車はほぼ最大の信号強度を有し
ており、それは極めて容易にデコードされる。

以上、本発明の具体的実施の態様について詳細に説明し
たが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるべきもの
ではな（、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに種
々の変形が可能であることは勿論である。例えば、ラン
ダムシーケンスの特性及び長さ、変調周波数、及び前述
した本発明装置を製造するのに使用することが可能な種
々のタイプの装置は本発明の技術的範囲を逸脱すること
なしに、適宜任意のものを使用することが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のシステムを示したブロック図、第２図
は本発明の送信機を示したブロック図、第３図は本発明
の好適実施例の擬似ランダムパルスシーケンスを発生す
るために使用されるシフトレジスタを示した論理図、第
４図は本発明の受信機／検知器を示したブロック図、第
５図は本発明の詳細な説明する一連のタイミング線図、
第６図は従来のシステムにおけるタグと送信機との間の
距離における変動と受信機における信号振幅応答におけ
る変化との関係を示したグラフ図、第７図はタグと送信
機との間の距離における変動に関する受信機における平
均化した振幅応答における変化の一例を示したグラフ図
、第８図は本発明システムの利点を例示する二つの車線
を示した説明図、である。 （符号の説明） １０　： １１　： １２　： １３　： １４　： ２０　： 送信機 受信機／検知器 デコーダ タグ アンテナ オシレータ ２１：位相変調器 ２２ニジ−ケンス発生器 ２３：ドライバ／整形器 ４１．４２，４３：Ｄフリップフロップ４４：排他的Ｏ
Ｒゲート ５２：混合器 ５４：循環器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、全送信−受信時間遅れに基づいて変調後方散乱信号
   を弁別する方式において、ゼロ時間シフトでそれ自身で
   相関された場合に単位出力を供給し且つ顕著な時間シフ
   トでそれ自身で相関された場合に実質的に低い出力レベ
   ルを供給する特性を持った変調信号でキャリアを位相変
   調させる手段が設けられており、前記位相変調したキャ
   リアを送信する手段が設けられており、前記送信手段か
   ら有限の距離に位置されており前記位相変調したキャリ
   ア信号の後方散乱を受信し且つ変調する後方散乱変調手
   段が設けられており、前記変調した後方散乱位相変調キ
   ャリアを受信し且つ検知する手段が設けられており、前
   記検知手段が位相感受性であり且つ前記送信した位相変
   調キャリア信号を基準信号として持っており且つ前記変
   調した後方散乱位相変調キャリア信号を入力信号として
   持っており、前記検知手段が前記入力信号と前記基準信
   号との間の位相変調パターンの位相相関の程度に平均化
   した振幅が実質的に依存する出力信号を供給し、且つそ
   の平均化した振幅がスレッシュホールドレベル以上であ
   る場合にのみ前記検知手段からの出力信号を選択的に処
   理する手段が設けられていることを特徴とする方式。 ２、特許請求の範囲第１項において、前記位相変調手段
   が二相であり且つ前記変調信号が擬似ランダムパルスで
   あることを特徴とする方式。 ３、特許請求の範囲第２項において、前記擬似ランダム
   パルスが前記変調手段に結合したシフトレジスタによっ
   て発生されることを特徴とする方式。 ４、特許請求の範囲第３項において、前記シフトレジス
   タのシフト速度が前記後方散乱変調手段の情報信号周波
   数よりも実質的に大きいことを特徴とする方式。 ５、全送信−受信時間遅れに基づいて変調後方散乱信号
   を弁別する方式において、ゼロ時間シフトでそれ自身と
   相関された場合に単位出力を供給し且つ高度化したシー
   ケンスのパルス幅の少なくとも顕著な割合部分の時間シ
   フトでそれ自身と相関させた場合に実質的に低い出力レ
   ベルを供給する特性を持った擬似ランダム高度化シーケ
   ンスでキャリアを位相変調する手段が設けられており、
   前記変調は直接シーケンス広帯域信号を発生し、前記位
   相変調キャリアを送信する手段が設けられており、前記
   送信手段から有限の距離に位置されており前記位相変調
   キャリア信号の後方散乱を受信し且つ変調する後方散乱
   変調手段が設けられており、前記変調した後方散乱位相
   変調キャリアを受信し且つ検知する手段が設けられてお
   り、前記検知手段が位相感受性であり且つ前記送信した
   位相変調キャリア信号を基準信号として持っており且つ
   前記変調した後方散乱位相変調キャリア信号を入力信号
   として持っており、前記検知手段は平均化した振幅が前
   記入力信号と前記基準信号との間の位相相関の程度に実
   質的に依存する出力信号を供給し、その平均化した振幅
   がスレッシュホールドレベル以上である場合にのみ前記
   受信及び検知手段からの出力信号を選択的に処理する手
   段が設けられていることを特徴とする方式。 ６、特許請求の範囲第５項において、前記高度化シーケ
   ンスの位相変化率が前記後方散乱変調手段の情報信号周
   波数よりも実質的に大きいことを特徴とする方式。 ７、特許請求の範囲第５項において、前記送信手段と前
   記後方散乱変調手段との間の所定距離が与えられると、
   前記送信した位相変調キャリア基準信号又は前記変調し
   た後方散乱位相変調信号の一方を他方に対して人工的に
   遅延させて前記後方散乱変調手段から受取られた前記検
   知された変調後方散乱位相変調信号の平均化した振幅を
   向上させ、その際に前記受信信号を不所望の信号から弁
   別する能力を向上させたことを特徴とする方式。 ８、特許請求の範囲第５項において、前記送信手段と前
   記後方散乱変調手段との間の所定距離が与えられると、
   前記送信した位相変調キャリア基準信号又は前記変調し
   た後方散乱位相変調信号の一方を他方に対して人工的に
   遅延させて前記後方散乱変調信号受信した前記検知した
   変調後方散乱位相変調信号の平均化した振幅を減少させ
   、その際に前記受信信号を別のより望ましい信号から弁
   別する能力を向上させたことを特徴とする方式。 ９、特許請求の範囲第５項において、前記擬似ランダム
   パルスシーケンスの周波数は、前記送信手段と前記後方
   散乱変調手段との間の所定の距離が与えられると、前記
   後方散乱変調手段から受信された前記検知された変調後
   方散乱位相変調信号の平均化した振幅を向上させるよう
   に選択され、その際に前記受信信号を不所望の信号から
   弁別する能力を向上させたことを特徴とする方式。 １０、特許請求の範囲第５項において、前記送信手段と
   前記後方散乱変調手段との間の所定距離が与えられると
   、前記擬似ランダムパルスシーケンスの周波数は前記後
   方散乱変調手段から受信された前記検知された変調後方
   散乱位相変調信号の平均化した振幅を減少させるように
   選択され、その際に前記受信信号を別のより望ましい信
   号から弁別する能力を向上させたことを特徴とする方式
   。