JPH0219663B2

JPH0219663B2 -

Info

Publication number: JPH0219663B2
Application number: JP1024986A
Authority: JP
Inventors: Masayasu Myake
Original assignee: Kokusai Electric Co Ltd
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1986-01-22
Filing date: 1986-01-22
Publication date: 1990-05-02
Also published as: JPS62169554A

Description

【発明の詳細な説明】

（産業上の利用分野）本発明はGMSK（Gaussian Filtered
Minimum Shift Keying）、TFM（Tamed
Fsequency Madulation）、CCPSK（Compact
Spectrum Constant envelope Phase Shift
Keying）等の特に移動通信において使用される
デイジタルFM（周波数変調、FSK）方式で使用
される直交変調器において直交変調波を発生させ
るのにROMメモリである波形メモリを使用する
場合に入力符号列の符号シーケンスによつて変調
波形が異なるため符号シーケンスによりどの変調
波形を出力するかを制御する象限管理回路を提供
するものである。（デイジタルFMの前記諸方式
についてはたとえば文献１…電子通信学会誌1982
年２月p.192〜198技術展望参照）（従来の技術）従来はデイジタルFM波を直交変調で発生させ
る場合に象限管理の必要があることは文献等に述
べられているが具体的な手段は開示されていない
ようである。（発明の具体的な目的）デイジタルFMに使用する直交変調器では直交
変調器の作用が線形であるため変調波を入力のデ
イジタル符号列から直ちに線形操作によつて得る
ことはできない。このため変調波は一般に非線形
変換された波形をROMに記憶させ、入力符号に
よつてこの波形メモリROMより変調波を読み出
すが、この場合入力符号の並び方によつては同じ
符号でも前後の符号の影響によつて変調波が異な
らなければならない。従つて入力符号列によつて
出力する変調波を制御する必要がある。これを実
現するのが本発明による象限管理回路である。ここで本発明の基礎となる事項を説明する。な
お直交変調器は第１図、象限管理回路は第３図に
よつて後に説明する。 (1) デイジタルFM（FSK）の変調波は公知のよ
うに次式で表される。ｖ（ｔ）＝cos〔ω_cｔ＋θ（ｔ）〕 ……(A) ω_cは搬送波の角周波数、θ（ｔ）は情報信号
に関連する位相変化でデイジタルFMの基本的
な信号である。FSKのうち移動無線に適する
方式は前記のように種々あるがたとえばMSK
（Minimum Phase Shift Keying）は狭帯域
FSKの一種で周波数は±ΔKと離散的に偏移す
るが位相は連続的に変移する。FSKでは変調
指数を0.5に選ぶと符号に対応する信号波は互
いに直交しMSKと呼ばれ電力スペクトルの集
中性がよいことがよく知られておりGMSK方
式の原形でもあるのでMSKの場合を例にとつ
て以下説明する。MSKの場合にはθ（ｔ）＝±
πt／2T（Ｔは第２図のように符号の１タイムス
ロツトの時間＝ビツト周期）、Ｔ秒後の位相偏
移は従つて±π／２。位相θ（ｔ）は情報信号
が“１”のとき連続的に位相が90゜進み、“０”
のときは連続的に90゜遅れる。この関係は入力
のデイジタル符号と位相変化の一例を示した第
４図に示されている。第４図において破線は
MSKの場合、実線はGMSK，CCPSKの場合
の各例を示す。この位相面上で符号の連鎖と位
相の変化は符号長を適当に区切ると対応づけら
れることが知られている。たとえばCCPSK方
式で発表されている符号と位相変化の例は第５
図のようでこれは３ビツトの符号列の場合であ
る。（文献２：岡井他、狭帯域定包絡線デイジ
タル位相変調方式、電子通信学会技術研究報告
（CS79−133）p.55−62参照）。符号列に対する第５図の位相変化と第４図の
位相変化との間には次の関係がある。タイムス
ロツト２では101の符号列となるから第５図ｄ
の下側の位相変化になる。タイムスロツト３で
は011の符号列となるから第５図ｃの上側の位
相変化になる。このようにして３ビツトの符号
列とそれに対応する第５図の８種の位相変化パ
ターンより第４図の連続した符号列に対する位
相変化が求められることがわかるであろう。 (2) 位相面管理が必要な理由第４図のタイムスロツト２と９の“０”は前
後に“１”があつて101の符号列となるから第
５図ｄの下側の位相波形を読出して位相面の連
続性を保つことができる。しかしタイムスロツ
ト２では位相の変化はπ／２と０の間であるが
タイムスロツト９では０と−π／２の間で位相
が変化する。このことはsin波とcos波を考えれ
ばこの位相変化に対しcos波は同一の波形にな
るがsin波は極性が反転した波形になる。従つ
て直交変調器でsin波とcos波を読み出す場合に
同じ位相変化でもその着目するタイムスロツト
の瞬時位相の存在する象限を正しく知らなけれ
ば正確な変調波は得られない。従つて符号の系
列の監視とそれに対応した象限管理が必要であ
る。以上の説明のように同じ符号系列を持つタイ
ムスロツトでも直交変調器に出力されるべき
sin波とcos波は瞬時位相が存在する象限によつ
て波形が異なることから象限管理回路を付加す
ることによつてこの出力波形の不確定さを除く
ことができる。（発明の構成と動作）デイジタルFM波を直交変調によつて発生させ
る場合に直交変調器を用い波形メモリROMから
変調波を読み出す場合に本発明の象限管理回路を
使用すると簡単な回路で容易に実用できる直交変
調器が実現できる。まず図面について説明する。第１図は従来提示
されている直交変調器の構成例図、第２図は第１
図の直交変調器の理想状態における位相面ダイヤ
グラムと出力波形図、第３図は第１図の各部波形
図、第６図は本発明による象限管理回路の構成例
図、第７図は第６図の回路のタイムチヤート、第
８図は本発明による象限管理回路を設けた直交変
調器の構成例図である。なお以下は簡略のため入
力データを監視するビツト数を３としMSKの場
合について説明する。第１図においてＤは１データ分すなわち１ビツ
ト遅延素子で、波形メモリ１は入力データに対し
前記第５図の位相変化に対応する位相面のsin波
とcos波を出力する。ただし波形メモリはデータ
クロツク（１タイムスロツト分の時間）をその整
数倍のクロツクでサンプルした各成分の波形を記
憶するものでデータの開始点から始めて１データ
分の波形を読み出す。そしてメモリテーブル、カ
ウンタ、Ｄ／Ａ変換器および低域波器（LPF）
で構成されている。また同図中の２はOSC（局部
発振器）、３は90゜位相器、は乗算器、Σは加算
器である。第１図の各部の動作を説明する前に第２図につ
いて説明する。入力符号列を第２図のａのようで
あるとすれば「101」と続く入力データの中央の
「０」に相当する波形を読み出す場合ｂの位相面
で「ａ−ｂ−ｃ」の場合の“ｂ”と「ｄ−ｅ−
ｆ」の場合の“ｅ”はその位相面上で存在する象
限が異なるためｃ図に示すように出力波形が異な
る。このような場合に対処するため第６図の象限
管理回路によつて出力波形を制御することは後に
説明するが第２図を考察すると１→０、または０
→１と入力符号が変化する場合は位相面での信号
が存在する象限は変わらない。また１→１と続く
場合は象限が増加し、０→０と続けば象限が減る
ことがわかる。このような判定を行うのが象限管
理回路である。次に第１図の各部動作を第３図の各部波形によ
つて説明する。第３図ａの入力データは第２図の
ａと同じとし、（１，ａ）はデータが１、位相面
はａの意味である。第１図において入力データ列
は２個の遅延素子を通り前記のように３つの符号
によるデータ系列で前記波形メモリ内の波形メモ
リテーブルの指定のテーブルを決める。この決め
られたテーブル内にはその入力データ列に対応す
る波形が蓄えられている。この波形はデータクロ
ツクの整数倍の速度を持つクロツク（第３図では
データクロツクの６倍の読み出しクロツクｂとし
て示してある。）で順次読み出される。読み出す
方法はデータの切替り点でリセツトされる読み出
しクロツクで動作するカウンタの出力でメモリの
読み出し番地を指定することによつて読み出され
る。この読み出された出力はＤ／Ａ変換されて出
力される。（第３図ｄのように）。Ｄ／Ａ変換後の
出力は階段波形であるから低域波器（LPF）
で低域成分のみが抽出され連続波となつて変調器
の乗算器へ入力される（第３図ｅ、第８図参照）。第１図の直交変調器は次の原理で動作する。
OSC２よりの搬送波成分の角周波数をω₀とし、
下側の経路の信号をC_U（ｔ）とすると C_U（ｔ）＝sinω₀t ……(1) 同様に上側（位相器３側）の経路の信号C_L
（ｔ）は C_L（ｔ）＝cosω₀t ……(2) また波形メモリから読み出すsin成分の波形B_S
（ｔ）は０ｔ＜Ｔとして B_S（ｔ）＝sin（π／2Tｔ） ……(3) 同様にcos成分の波形B_C（ｔ）は B_C（ｔ）＝cos（π／2Tｔ） ……(4) 従つて変調出力Ｓ（ｔ）はＳ（ｔ）＝B_C（ｔ）C_L（ｔ）−B_S（ｔ）C_U（ｔ）＝cos（π／2Tｔ）cosω₀t−sin（π／2Tｔ）sinω₀t ＝cos（ω₀＋π／2Tｔ） ……(5) (5)式より第１図に示す直交変調器の変調出力は
一定振幅であることがわかる。なお波形メモリ１
はこの例では前記のように３ビツト連続したデー
タ列の中の中央のビツトに対する波形を記憶する
ためのものである。次に本発明の象限管理回路によつて第６図の実
施例によつて説明する。第１図に示した直交変調
器において第２図に示した符号系列が入力した場
合、第２図ｂに示す位相面の状態がｂとｅにおい
てはそれぞれが対応するデータは「０」であり、
その前後に位置するデータは「１」であるから第
１図に示す回路ではｂとｅの状態を区別すること
はできない。しかしｂとｅではそれらの存在する
位相面はｂが０〜π／２の間であり、ｅはπ／２
〜πの間である。従つてこのそれぞれの位相面に
対するsin成分とcos成分は第２図ｃのように互に
異なつている。第６図においてD₁とD₂はそれぞ
れ１ビツトの遅延回路または素子、４は２進法の
AND回路、５はEX−OR回路（法２の加算回
路）、６はクロツク入力をカウントする可逆
（U_p／Doun以下Ｕ／Ｄと略記する。）カウンタで
AND４よりのＵ／Ｄ制御信号とEX−OR回路よ
りのイネーブル信号によつて制御される。第７図は第６図の回路のタイムチヤートであ
る。この図においてａは第２図ｂの位相面で示し
た着目するビツトと対応する記号で、ｂは第２図
ａに示した入力符号列である。データ入力すなわ
ち入力符号列は第６図の遅延素子列に入力し、着
目するビツトすなわちD₂の出力g₂とそれに先行
するビツトの出力（D₁の出力）g₁がＵ／Ｄカウ
ンタ６の制御を行うAND回路４とEX−OR回路
５に入力する。このうちAND回路４は着目する
ビツトと先行するビツトの符号が共に“１”のと
きのみＵ／Ｄカウンタを１だけUPカウントする
ように制御する。第７図ａ中のｄとｃの関係がこ
の例に当たる。このときAND回路４の出力は第
７図ｃに示すようにビツトｄのところで“１”に
なる。同様にg₁とg₂が“０”のときはＵ／Ｄカウ
ンタは１だけ減少する。他方EX−OR回路５は
入力する２つのデータが異なるときのみ“１”と
なりその時に限つてＵ／Ｄカウンタ６のカウント
動作を禁止し出力は変わらない。従つていま着目
するビツトを第７図ａのｄとすればその先行する
ビツトはｃで、ｃとｄは同符号であるから
EXOR５の出力は“０”となる。このときAND
回路４の出力は“１”であるからＵ／Ｄカウンタ
６はアツプカウントを行いその出力は図示のＡ端
子に“１”として表われる。なおＡ，ＢはＵ／Ｄ
カウンタ６の出力端子で第８図に示すようにその
出力は波形メモリ１の象限制御信号として用いら
れる。Ａ端子が“１”になつたことはＡ＝０、Ｂ
＝０の状態から１象限（π／２ラジアン）進んだ
状態にあることを示している。このように符号
“１”が２ビツト連続した場合には位相面でデー
タが変化する位置がπ／２だけ増え（第２図ｂ参
照）、“０”が２ビツト連続した場合には逆にπ／
２だけ減少し、「１と０」または「０と１」のよ
うに続いた場合には象限は変化しないように象限
制御信号Ａ，Ｂを発生することができる。ここで
は象限とＡ，Ｂ出力との対応を次のようにとつて
いる。

【表】たとえばＡ，Ｂ共に０からＡ＝１、Ｂ＝０にな
れば(3)式および(4)式の位相はπ／２増え sin（π／2Tｔ＋（π／２）＝cos（π／2Tｔ） cos（π／2Tｔ＋（π／２）＝−sin（π／2Tｔ）のようになる。波形メモリについてさらに説明すればＡ，Ｂの
信号、すなわち各象限におけるsin成分、cos成分
をあらかじめ計算を行い波形メモリ（ROM）に
蓄積しておき「Ａ，Ｂ」、「g₁，g₂，g₃」の組合わ
せを順次選択することによつて指定のデータビツ
トが存在する象限と位相変化のしかたが指定され
る。従つて第５図の各位相変化８種の各象限にお
けるsin成分、cos成分４種、計４×８＝32種のパ
ターンがROMに蓄積される。このパターン（波
形）は2⁵＝32、すなわち５ビツトの制御ラインで
任意の１種が選定される。第８図は本発明の象限管理回路を付設した直交
変調器の構成例図である。図中１点鎖線で囲んだ
部分は第６図と同じ象限管理回路でその他の部分
は第１図の直交変調器と同じである。ただし波形
メモリ１の出力側のＤ／Ａ変換器、LPFは第１
図の場合には前記のように波形メモリ内に設けて
あると説明したものである。第８図に示すように
波形メモリ１のメモリテーブルを象限管理回路か
らの信号Ａ，Ｂと入力データ列によつて読み出す
べき波形メモリの特定のメモリテーブルを指定す
ることによつて発明の具体的な目的の項で述べた
ような不確定性を除くことができる。なお前記直交変調の説明式(1)〜(5)においは
MSK方式の波形で説明したが第４図に示すよう
にMSK以外の波形でも同様であるがB_S（ｔ）、B_C
（ｔ）の波形がより複雑になる。この場合B_S
（ｔ）、B_C（ｔ）は位相変化の関数をθ（ｔ）とす
るとB_S（ｔ）＝sinθ（ｔ）、B_C（ｔ）＝cosθ（ｔ）と
な
りこれらを(5)式に代入すると最初の式(A)が得られ
る。このときのθ（ｔ）の変化は第５図に示す形
で与えられる。（発明の効果）デイジタルFM波の発生に直交変調器を用い、
波形メモリから変調波を読み出す場合に本発明に
よる象限管理回路を使用すると簡単な回路であり
ながら容易に直交変調器を構成することができ
る。本発明の説明および第２図においてはMSK
方式を例にとつているが本発明の回路は変調指数
が0.5のデイジタルFMであればTFM、CCPSKな
どの方式にも適用可能である。なお変調指数が0.5の場合には符号が連続して
“１”なら１ビツトの間にπ／２だけ位相が進み、
位相は周期が2πであるから位相面を管理する状
態数は前記のうよに４でよい。変調指数が0.5以
外の場合は変調指数で２を除した数だけの位相面
上の管理すべき状態が存在するがＵ／Ｄカウンタ
の段数および入力データ列を監視するビツト数を
変えることによつて容易に本発明を拡張すること
ができる。このようにして本発明回路は入力デイジタル符
号列によつて象限を管理することができ、Ｕ／Ｄ
カウンタの出力である象限制御信号によつて波形
メモリROMより出力すれば正しい変調波が得ら
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の直交変調器の構成例図、第２図
は直交変調器の理想状態における位相面ダイヤグ
ラムと出力波形図、第３図は第１図の各部波形
図、第４図はデイジタルFMにおける入力符号と
位相変化の対応図、第５図は３ビツトの符号列の
場合の符号の組合わせによる位相変化の状況図、
第６図は本発明による象限管理回路の構成例図、
第７図は第６図の回路のタイムチヤート、第８図
は本発明の象限管理回路を直交変調器に付設した
場合の具体的な構成例図である。１…波形メモリ、２…発振器、３…π／２ラジ
アン位相器、４…AND回路、５…EX−OR回路、
６…アツプ／ダウンカウンタ、D₁，D₃…１ビツ
ト遅延回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１デイジタル周波数変調方式の送信機に用いら
れる直交変調器において直交変調波を発生するに
当つて波形メモリとなるリードオンリメモリ
（ROM）を使用する場合に入力符号列の符号シ
ーケンスによつてどの変調波形を前記ROMより
出力するかを制御する直交変調器用象限管理回路
であつて、前記直列入力符号を１ビツトずつ遅延
させて所定数のビツト列の並列符号を発生させ前
記ROMにも出力を供給する遅延素子の直列回路
と、前記並列符号中の着目ビツトとその先行ビツ
トとを入力としそれらの値が共に２進符号の
“１”のときのみ出力“１”を発生するANDゲー
トと、前記２ビツトが互いに異なるときのみ出力
“１”を発生するEX−OR（エクスクルーシブ
OR）回路と、前記ANDゲートの出力が“１”の
ときのみ１を計上し、前記入力符号中の着目ビツ
トとその先行ビツトが共に“０”のときには１を
減じ、また前記EX−ORゲートの出力が“１”
の場合には現状維持となつて、前記ROMに入力
するビツト列の並列符号と共にその２進出力を前
記ROMに入力させて該ROMより発生する波形
の象限制御を行う制御信号を供給する可逆カウン
タとを具備したことを特徴とする直交変調器の象
限管理回路。