JPH02202103A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
- Publication number
- JPH02202103A JPH02202103A JP1956389A JP1956389A JPH02202103A JP H02202103 A JPH02202103 A JP H02202103A JP 1956389 A JP1956389 A JP 1956389A JP 1956389 A JP1956389 A JP 1956389A JP H02202103 A JPH02202103 A JP H02202103A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- vco
- resistor
- shows
- transistor
- linearity
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電圧制御発振器に係り、特に制御入力に対する
発振周波数の直線性の良好な電圧制御発振器に関するも
のでもある。
発振周波数の直線性の良好な電圧制御発振器に関するも
のでもある。
ＦＭ或はＰＭ波の復調にフェーズロックループ（Ｐ Ｌ
Ｌ）検波手段が用いられている。
Ｌ）検波手段が用いられている。
このＰＬＬ検波手段は、ＦＭ又はＰＭ波を一方の入力と
する位相差検出器と、この位相差検出器の出力ヲ受ける
ローパスフィ・ルタと、このローパスフィルタの出力に
よって発振周波数を変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）
より成り、このＶＣＯの出力を前記位相差検出器の他方
の入力としてループを組むよう構成している。そして前
記ローパスフィルタの出力がＦＭ又はＰＭ波の復調出力
として利用される。
する位相差検出器と、この位相差検出器の出力ヲ受ける
ローパスフィ・ルタと、このローパスフィルタの出力に
よって発振周波数を変化する電圧制御発振器（ＶＣＯ）
より成り、このＶＣＯの出力を前記位相差検出器の他方
の入力としてループを組むよう構成している。そして前
記ローパスフィルタの出力がＦＭ又はＰＭ波の復調出力
として利用される。
従ってＰＬＬをＦＭ又はＰＭ波の復調手段として用いる
場合、前記ＶＣＯにおける制御入力対発振周波数の特性
がきわめて重要になり、その間の直線性の良否が歪率の
良否に直接的にかかわることになる。
場合、前記ＶＣＯにおける制御入力対発振周波数の特性
がきわめて重要になり、その間の直線性の良否が歪率の
良否に直接的にかかわることになる。
第６図は従来のＶＣＯの一例を示したものである。図に
おいて、第１と第２のトランジスタＱ。
おいて、第１と第２のトランジスタＱ。
Ｃ２のエミッタは共通接続され、第１のトランジスタＱ
、のベースが第２のトランジスタＱ！のコレクタに、又
第２のトランジスタＱ２のベースが第１のトランジスタ
Ｑ、のコレクタにそれぞれ接続されている。
、のベースが第２のトランジスタＱ！のコレクタに、又
第２のトランジスタＱ２のベースが第１のトランジスタ
Ｑ、のコレクタにそれぞれ接続されている。
そしてこれら第１と第２のトランジスタＱ、。
Ｃ２の各コレクタ間には、端子Ｔ ＋ 、 Ｔ ｚを
介して外付けのコイルしおよびコンデンサＣより成る並
列共振回路が接続されている。又前記第２のトランジス
タのコレクタと基準電位点との間にはバイアス電圧源Ｅ
が接続されており、さらに前記第１と第２のトランジス
タのエミッタ共通接続点と基準電位点との間には、第１
と第２トランジスタの動作電流を可変する可変電流源■
。が接続されている。
介して外付けのコイルしおよびコンデンサＣより成る並
列共振回路が接続されている。又前記第２のトランジス
タのコレクタと基準電位点との間にはバイアス電圧源Ｅ
が接続されており、さらに前記第１と第２のトランジス
タのエミッタ共通接続点と基準電位点との間には、第１
と第２トランジスタの動作電流を可変する可変電流源■
。が接続されている。
なおこの可変電流源■。は例えばトランジスタのコレク
タとエミッタ間で構成でき、そのトランジスタのベース
に加える直流電圧値、すなわちローパスフィルタの出力
によって電流■。を可変するよう構成される。
タとエミッタ間で構成でき、そのトランジスタのベース
に加える直流電圧値、すなわちローパスフィルタの出力
によって電流■。を可変するよう構成される。
この第６図に示したｖＣＯはトランジスタの、飽和容量
を可変容量として使うものであり、前記可変電流源■。
を可変容量として使うものであり、前記可変電流源■。
を可変することにより、トランジスタの飽和容量を可変
する。
する。
この結果、前記コイルしおよびコンデンサＣより成るタ
ンク回路に対して第７図に示すように等価的に並列に挿
入されるトランジスタのベース・コレクタ間容量ＣＶが
変化することになり、ｖＣＯの発振周波数が可変される
。
ンク回路に対して第７図に示すように等価的に並列に挿
入されるトランジスタのベース・コレクタ間容量ＣＶが
変化することになり、ｖＣＯの発振周波数が可変される
。
なおりＣＯの出力は、前記第１と第２トランジスタＱ＋
−にｈの両コレクタ間よりとり出される。
−にｈの両コレクタ間よりとり出される。
第７図の等価回路のアドミタンス１／Ｚは以下の式のよ
うになる。
うになる。
ただし、ｓ−ｊω
上式より、位相変化をもたない発振条件より、発振角周
波数ωは下式のようになる。
波数ωは下式のようになる。
ところでＶＣＯとして考えると、制御電圧に対する発振
周波数の直線性がＰＬＬ検波の歪率を決定する。−最に
、トランジスタのＢ−Ｃ容ｆｔ（ＣＶ）特性は第８図（
ａ）に示すようになり、またＣＶに対する角周波数ωの
関係は第８図中）に示すようになるので、最終的には第
８図（Ｃ１に示すような制御電圧を一角周波数特性が検
波としての歪を決定するようになる。
周波数の直線性がＰＬＬ検波の歪率を決定する。−最に
、トランジスタのＢ−Ｃ容ｆｔ（ＣＶ）特性は第８図（
ａ）に示すようになり、またＣＶに対する角周波数ωの
関係は第８図中）に示すようになるので、最終的には第
８図（Ｃ１に示すような制御電圧を一角周波数特性が検
波としての歪を決定するようになる。
以上のようなＶＣＯにおいては制御入力に対する発振周
波数の直線性は可成り良好であるものの、トランジスタ
の容量ＣＶの特性にバラツキが生じると、これが直接直
線性に影響して非直線性となり、この非直線性がＰＬＬ
検波の歪特性に直接影響を及ぼすものであり、結果とし
ては十分満足し得る特性が得られていないのが現状であ
る。
波数の直線性は可成り良好であるものの、トランジスタ
の容量ＣＶの特性にバラツキが生じると、これが直接直
線性に影響して非直線性となり、この非直線性がＰＬＬ
検波の歪特性に直接影響を及ぼすものであり、結果とし
ては十分満足し得る特性が得られていないのが現状であ
る。
この発明は上記したようなトランジスタの飽和容量を可
変容量として用いるｖＣｏにおいて、制御入力と発振周
波数の直線性をより良好にすることを目的とするもので
あり、又集積回路化された既存のＶＣＯに対して外付は
回路のわずかな変更によってこれを達成しようとするも
のである。
変容量として用いるｖＣｏにおいて、制御入力と発振周
波数の直線性をより良好にすることを目的とするもので
あり、又集積回路化された既存のＶＣＯに対して外付は
回路のわずかな変更によってこれを達成しようとするも
のである。
前記課題を解決するため本発明により成された電圧制御
発振器は、前記第４図に示した構成における一対のトラ
ンジスタのうち、バイアス電圧源がそのコレクタに接続
されたトランジスタとは別のトランジスタのコレクタ側
に、共振回路との間に直列に抵抗を挿入した点に特徴を
有する。
発振器は、前記第４図に示した構成における一対のトラ
ンジスタのうち、バイアス電圧源がそのコレクタに接続
されたトランジスタとは別のトランジスタのコレクタ側
に、共振回路との間に直列に抵抗を挿入した点に特徴を
有する。
以下、本発明の実施例を第１図に基づいて説明する。
同図において、符号Ｑ＋ 、Ｑｔ −ＴＩ 、Ｔｚ
Ｌ、Ｃ，Ｅ、１．で示したものは、それぞれ前記第６図
において説明したものと同一であり、従ってその説明は
省略する。
Ｌ、Ｃ，Ｅ、１．で示したものは、それぞれ前記第６図
において説明したものと同一であり、従ってその説明は
省略する。
この第１図に示した実施例においては、端子Ｔ１と、並
列接続されたＬＣタンク回路との間に抵抗Ｒが直列に挿
入されている。
列接続されたＬＣタンク回路との間に抵抗Ｒが直列に挿
入されている。
第２図は抵抗Ｒとして２１０Ωを挿入した本発明におけ
るＶＣＯと、この抵抗Ｒを用いない従来のＶＣＯとの直
線性を比較した結果を示す。
るＶＣＯと、この抵抗Ｒを用いない従来のＶＣＯとの直
線性を比較した結果を示す。
すなわち、この第２図は従来のＶＣＯをＰＬＬに組込ん
だ場合の特性をＢ、本発明のＶＣＯをＰＬＬに組込んだ
場合の特性をＡとして示したものであり、横軸は中間周
波数ｆｃ＝１０．７ＭＨｚをＯとして左右が離調周波数
を示し、又縦軸は復調直流出力レベル（ローパスフィル
タの出力値）を示している。
だ場合の特性をＢ、本発明のＶＣＯをＰＬＬに組込んだ
場合の特性をＡとして示したものであり、横軸は中間周
波数ｆｃ＝１０．７ＭＨｚをＯとして左右が離調周波数
を示し、又縦軸は復調直流出力レベル（ローパスフィル
タの出力値）を示している。
又、前記タンク回路を構成するコイルしはいずれも２．
２μＨ、コンデンサＣはいずれも６８ｐＦを用いた場合
の結果である。
２μＨ、コンデンサＣはいずれも６８ｐＦを用いた場合
の結果である。
この測定結果からも明らかなように、直列抵抗Ｒ−２１
０Ωを挿入した特性Ａは特性Ｂに比較すると、直線性が
改善され歪率が向上されることが理解できる。
０Ωを挿入した特性Ａは特性Ｂに比較すると、直線性が
改善され歪率が向上されることが理解できる。
又第３図は上記と同一の構成において、抵抗Ｒの値を変
化させた場合の検波回路の歪率を測定した結果であり、
横軸の抵抗Ｒの値を、又縦軸は歪率を示している。
化させた場合の検波回路の歪率を測定した結果であり、
横軸の抵抗Ｒの値を、又縦軸は歪率を示している。
この結果によると、抵抗Ｒが零の場合、歪率はって歪率
は序々に低下し、抵抗Ｒ＃２１０Ωにおいて約０．０８
％の歪率まで低下する。抵抗Ｒをそれ以上上昇させると
今度は歪率は序々に上昇する結果となっている。
は序々に低下し、抵抗Ｒ＃２１０Ωにおいて約０．０８
％の歪率まで低下する。抵抗Ｒをそれ以上上昇させると
今度は歪率は序々に上昇する結果となっている。
また、第１図の回路のタンク回路の等価回路を示すと第
４図のようになる。この等価回路のアドミタンス１／Ｚ
は以下の式で表わされる。
４図のようになる。この等価回路のアドミタンス１／Ｚ
は以下の式で表わされる。
１ ＋ ５ＣＶＲ＋ Ｓ” （Ｃ＋ ＣＶ） Ｌ ＋
５３ＣＶＣＬＲ５Ｌ （１＋ ５（：ｙＲ） （１＋Ｓ”（ＣＩＣＶ）Ｌ＋５ＣＶＲ（１＋Ｓ”ＣＩ、
） ） （１−５ＣＶＲ）ＳＬ（１−３”ＣＶ”Ｒ
”） 上式において、虚数部が０となる条件により、発振角周
波数ωは以下のようになる。
５３ＣＶＣＬＲ５Ｌ （１＋ ５（：ｙＲ） （１＋Ｓ”（ＣＩＣＶ）Ｌ＋５ＣＶＲ（１＋Ｓ”ＣＩ、
） ） （１−５ＣＶＲ）ＳＬ（１−３”ＣＶ”Ｒ
”） 上式において、虚数部が０となる条件により、発振角周
波数ωは以下のようになる。
上式（２）と弐（１１との比較から分るように、本発明
ではＲ”ＣＶ” （１＋ ＣＬ）の項が付加されている
ので、従来の回路とＣＶとωとの関係が異なったものと
なる。この関係の変化を示すため、第５図にＲ＝０ （
従来）、１００．２００Ωの場合のＣＶ−ω特性を示し
ている。第５図から明らかに、Ｒをパラメータとして、
２階微分特性（曲率）が変化していることが分る。
ではＲ”ＣＶ” （１＋ ＣＬ）の項が付加されている
ので、従来の回路とＣＶとωとの関係が異なったものと
なる。この関係の変化を示すため、第５図にＲ＝０ （
従来）、１００．２００Ωの場合のＣＶ−ω特性を示し
ている。第５図から明らかに、Ｒをパラメータとして、
２階微分特性（曲率）が変化していることが分る。
上述したように、トランジスタの特性である制御電圧（
ＶＣ）−ＣＶ特性をＣＶ−ω特性に写影することにより
、ＶＣ−ω特性が決定されるので、第５図に示したよう
に、ＣＶ−ωの曲率を変えられることによって、制御電
圧（ＶＣ）−ＣＶ特性のバラツキなどが吸収できること
ができるようになる。
ＶＣ）−ＣＶ特性をＣＶ−ω特性に写影することにより
、ＶＣ−ω特性が決定されるので、第５図に示したよう
に、ＣＶ−ωの曲率を変えられることによって、制御電
圧（ＶＣ）−ＣＶ特性のバラツキなどが吸収できること
ができるようになる。
以上の説明で明らかなとおり、この発明はトランジスタ
の飽和容量を可変容量として用い、外付けのＬＣタンク
回路と共に発振周波数を決定するようにしたＶＣＯにお
いて、トランジスタのコレクタとＬＣタンク回路との間
に抵抗を直列に挿入したことで、制御入力に対する発振
周波数の直線性を改善させることができる。
の飽和容量を可変容量として用い、外付けのＬＣタンク
回路と共に発振周波数を決定するようにしたＶＣＯにお
いて、トランジスタのコレクタとＬＣタンク回路との間
に抵抗を直列に挿入したことで、制御入力に対する発振
周波数の直線性を改善させることができる。
このため、このＶＣＯをＰ Ｌ Ｌに用いた場合、ＦＭ
或はＰＭ波に対するＰ Ｌ Ｌ復調器の歪率を大巾に低
下させることが可能となる。
或はＰＭ波に対するＰ Ｌ Ｌ復調器の歪率を大巾に低
下させることが可能となる。
又、前記直列抵抗は外付けとして使用することも出来る
ため、この場合には既存の集積回路の変更は必要とせず
、容易に歪率を改善させることが可能となる。
ため、この場合には既存の集積回路の変更は必要とせず
、容易に歪率を改善させることが可能となる。
第１図は本発明のＶＣＯの実施例を示した結線図、
第２図は本発明と従来のものとをＰＬＬに採用した場合
の直線性を比較した測定図、 第３図は同じ＜ ＰＬＬに採用した場合の歪率を変化を
示した測定図、 第４図は第１図の回路におけるタンク回路の等価回路、 第５図は第４図のタンク回路中のＲを変えたときのＣＶ
−ω特性図、 第６図は従来のＶＣＯの一例を示した結線図、第７図は
第６図の回路におけるタンク回路の等価回路、 第８図は第６図の回路の各種特性を示す特性図である。 Ｑ＋ ｔ Ｑｚ・・・トランジスタ、Ｔ ｔ 、
Ｔ ｔ・・・端子、Ｌ・・・コイル、Ｃ・・・コンデン
サ、Ｅ・・・バイアス電源、Ｉｏ・・・可変電流源、Ｒ
・・・抵抗、ＯＵＴ・・・ＶＣＯ出力端。 ＳＧ ＠１誦ｍ榎８ ［ＨＨｚ］ ｆｃ ：１０．７ＭＨｚ 第 図 第 図
の直線性を比較した測定図、 第３図は同じ＜ ＰＬＬに採用した場合の歪率を変化を
示した測定図、 第４図は第１図の回路におけるタンク回路の等価回路、 第５図は第４図のタンク回路中のＲを変えたときのＣＶ
−ω特性図、 第６図は従来のＶＣＯの一例を示した結線図、第７図は
第６図の回路におけるタンク回路の等価回路、 第８図は第６図の回路の各種特性を示す特性図である。 Ｑ＋ ｔ Ｑｚ・・・トランジスタ、Ｔ ｔ 、
Ｔ ｔ・・・端子、Ｌ・・・コイル、Ｃ・・・コンデン
サ、Ｅ・・・バイアス電源、Ｉｏ・・・可変電流源、Ｒ
・・・抵抗、ＯＵＴ・・・ＶＣＯ出力端。 ＳＧ ＠１誦ｍ榎８ ［ＨＨｚ］ ｆｃ ：１０．７ＭＨｚ 第 図 第 図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 エミッタが共通接続され、一方のベースが他方のコレク
タに、又他方のベースが一方のコレクタにそれぞれ接続
された第１と第２のトランジスタと、これら第１と第２
トランジスタのコレクタ間に接続された共振回路と、前
記第１又は第２のトランジスタのうちの一方のトランジ
スタのコレクタに接続されたバイアス電圧源と、前記第
１と第２のトランジスタのエミッタ共通接続点に接続さ
れ、第１と第２トランジスタの動作電流を可変する可変
電流源とを備える電圧制御発振器において、前記バイア
ス電圧源がそのコレクタに接続されたトランジスタとは
別のトランジスタのコレクタ側には、前記共振回路との
間に直列に抵抗が挿入された、 ことを特徴とする電圧制御発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1956389A JPH02202103A (ja) | 1989-01-31 | 1989-01-31 | 電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1956389A JPH02202103A (ja) | 1989-01-31 | 1989-01-31 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02202103A true JPH02202103A (ja) | 1990-08-10 |
Family
ID=12002767
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1956389A Pending JPH02202103A (ja) | 1989-01-31 | 1989-01-31 | 電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02202103A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002314334A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Rf Chips Technology Inc | 発振回路 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58133003A (ja) * | 1982-02-03 | 1983-08-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振装置 |
-
1989
- 1989-01-31 JP JP1956389A patent/JPH02202103A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58133003A (ja) * | 1982-02-03 | 1983-08-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 発振装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002314334A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Rf Chips Technology Inc | 発振回路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4306198A (en) | Filter circuit | |
| US6404277B1 (en) | Gm-C tuning circuit with filter configuration | |
| JP3072386B2 (ja) | ジャイレータ・ベース・共振器 | |
| CN1069463C (zh) | 电压控制振荡器 | |
| JPS5947495B2 (ja) | 可変インピ−ダンス回路 | |
| US5708394A (en) | Bridge-stabilized oscillator circuit and method | |
| JPH0927716A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| US4990872A (en) | Variable reactance circuit producing negative to positive varying reactance | |
| JPH02202103A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPS5927143B2 (ja) | テレビジヨン受像機 | |
| CA2021335C (en) | Frequency modulator | |
| US5559479A (en) | Voltage control oscillator variable capacitance diode biasing circuit | |
| JP3001284B2 (ja) | 電圧制御発振システム | |
| US4914406A (en) | Voltage controlled oscillator free from free-run oscillating frequency adjustment | |
| JPH06350335A (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPS62145902A (ja) | 可変周波数発振回路 | |
| JPH0380607A (ja) | 衛星放送受信機 | |
| JPH09214250A (ja) | 電圧制御水晶発振器 | |
| JPS63128806A (ja) | Ｆｍ変調用広帯域電圧制御発振器 | |
| JPH0787345B2 (ja) | 局部発振装置 | |
| JP2715427B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| JPH04361409A (ja) | Ｆｍ復調器 | |
| JPH0628834Y2 (ja) | 周波数シンセサイザ | |
| JP3319170B2 (ja) | バランス型発振器の同調回路とそれを用いたｂｓチューナ | |
| JPS6156893B2 (ja) |