JPH04361409A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JPH04361409A JPH04361409A JP13733091A JP13733091A JPH04361409A JP H04361409 A JPH04361409 A JP H04361409A JP 13733091 A JP13733091 A JP 13733091A JP 13733091 A JP13733091 A JP 13733091A JP H04361409 A JPH04361409 A JP H04361409A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 32
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 abstract description 3
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭ復調器に関し、特に
ＰＬＬ方式のＦＭ復調器に関する。
ＰＬＬ方式のＦＭ復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＬＬ位相同期ループ（Ｐｈａｓｅ−ｌ
ｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ；以下ＰＬＬと記す）は、ＦＭ
復調におけるスレッショルド改善の目的で近年用いられ
ている。このＰＬＬ復調の基本動作ブロックを図６に示
す。
ｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ；以下ＰＬＬと記す）は、ＦＭ
復調におけるスレッショルド改善の目的で近年用いられ
ている。このＰＬＬ復調の基本動作ブロックを図６に示
す。
【０００３】図６において、本ループ回路は、位相検波
器３１，ループフィルタ３２，電圧制御発振器（以下Ｖ
ＣＯと記す）３４より構成される。ここで端子３０から
入力されたＦＭ波とＶＣＯ３４の出力との位相差を位相
検波器３１により検出し、位相検波器３１により検出さ
れた信号は、ループフィルタ３２により帯域外の雑音を
除かれたのち、ＶＣＯ３４に制御信号として負帰還され
、ＶＣＯ３４の発振周波数を制御する。
器３１，ループフィルタ３２，電圧制御発振器（以下Ｖ
ＣＯと記す）３４より構成される。ここで端子３０から
入力されたＦＭ波とＶＣＯ３４の出力との位相差を位相
検波器３１により検出し、位相検波器３１により検出さ
れた信号は、ループフィルタ３２により帯域外の雑音を
除かれたのち、ＶＣＯ３４に制御信号として負帰還され
、ＶＣＯ３４の発振周波数を制御する。
【０００４】このことにより、ＶＣＯ３４の発振周波数
は端子３０より入力されたＦＭ波の周波数に一致する。 このことは、ＶＣＯ３４への制御信号を取り出すと、Ｖ
ＣＯ３４の周波数は前記制御信号に比例して変化するこ
とより、端子３３にＦＭ波を復調した信号が出力される
。
は端子３０より入力されたＦＭ波の周波数に一致する。 このことは、ＶＣＯ３４への制御信号を取り出すと、Ｖ
ＣＯ３４の周波数は前記制御信号に比例して変化するこ
とより、端子３３にＦＭ波を復調した信号が出力される
。
【０００５】この関係を数式を使って説明すると、端子
３０のＦＭ波Ｅｆｍを次の（１）式に示す。 Ｅｆｍ＝ＣＯＳ｛２πｆｃ ｔ＋２π●Ｖｍ（ｔ）
ｄｔ｝……（１）ここで、ｆｃ ；搬送周波数，Ｖｍ（
ｔ）；変調信号。
３０のＦＭ波Ｅｆｍを次の（１）式に示す。 Ｅｆｍ＝ＣＯＳ｛２πｆｃ ｔ＋２π●Ｖｍ（ｔ）
ｄｔ｝……（１）ここで、ｆｃ ；搬送周波数，Ｖｍ（
ｔ）；変調信号。
【０００６】また、ＶＣＯ３４への制御信号をＶｃ （
ｔ）とすれば、ＶＣＯ３４の発振信号ＥＶＣＯ は次の
（２）式となる。
ｔ）とすれば、ＶＣＯ３４の発振信号ＥＶＣＯ は次の
（２）式となる。
【０００７】
ＥＶＣＯ ＝ＣＯＳ｛２πｆｃｔ＋２πＢ●Ｖｃ
（ｔ）ｄｔ｝……（２）ここで、Ｂは制御信号によるＶ
ＣＯ３４制御利得。
（ｔ）ｄｔ｝……（２）ここで、Ｂは制御信号によるＶ
ＣＯ３４制御利得。
【０００８】位相検波器３１の出力には端子３０のＦＭ
波とＶＣＯ３４の発振波との位相差に比例した電圧ｅｄ
が出力される。
波とＶＣＯ３４の発振波との位相差に比例した電圧ｅｄ
が出力される。
【０００９】
ｅｄ ＝Ｋｄ ｛２π●Ｖｍ （ｔ）ｔｄ−２πＢ
●Ｖｃ （ｔ）ｄｔ｝……（３）ここで、Ｋｄ は、位
相検波器３１の検波利得。
●Ｖｃ （ｔ）ｄｔ｝……（３）ここで、Ｋｄ は、位
相検波器３１の検波利得。
【００１０】電圧ｅｄ はループフィルタ３２を通って
、ＶＣＯ３４の制御信号となる。
、ＶＣＯ３４の制御信号となる。
【００１１】ここで、ループフィルタ３２の利得を１と
すると、Ｖｃ （ｔ）＝ｅｄであり、前記（３）式に代
入し、時間で微分すると次の（４）式となる。
すると、Ｖｃ （ｔ）＝ｅｄであり、前記（３）式に代
入し、時間で微分すると次の（４）式となる。
【００１２】
【００１３】前記（４）式をラプラス変換すると次の（
５）式となる。
５）式となる。
【００１４】
【００１５】さらに、｜Ｓ｜＜＜２πＫｄＢの場合を考
えれば、次の（６）式となる。
えれば、次の（６）式となる。
【００１６】
【００１７】ＶＣＯ３４の制御信号Ｖｃ （ｔ）は、Ｆ
Ｍ波の変調信号Ｖｍ （ｔ）を復調感度Ｌ／Ｂで復調し
たことになる。
Ｍ波の変調信号Ｖｍ （ｔ）を復調感度Ｌ／Ｂで復調し
たことになる。
【００１８】次に、図７に従来のＰＬＬ復調の回路を示
す。
す。
【００１９】図７において、本回路は、図６で説明した
ＶＣＯ３４を具体化したもので、ＶＣＯ３４は、全帰還
増幅器で構成される発振回路３５，インダクタンス３７
，容量３６，可変容量回路４４，バッファ回路３８より
構成される。
ＶＣＯ３４を具体化したもので、ＶＣＯ３４は、全帰還
増幅器で構成される発振回路３５，インダクタンス３７
，容量３６，可変容量回路４４，バッファ回路３８より
構成される。
【００２０】可変容量回路４４は、ＰＮ接合に加える信
号により、容量成分を制御する回路である。
号により、容量成分を制御する回路である。
【００２１】ここで、インダクタンス３７の値をＬ，容
量３６をＣ，可変容量回路４４の容量値をＣＶ とする
と、発振回路３５の発振周波数ｆＯＳＣ は次の（７）
式となる。
量３６をＣ，可変容量回路４４の容量値をＣＶ とする
と、発振回路３５の発振周波数ｆＯＳＣ は次の（７）
式となる。
【００２２】
【００２３】位相検波器３１の出力は、ループフィルタ
３２を通って、可変容量回路４４の容量値ＣＶ を制御
することにより、ＶＣＯ３４の発振周波数を端子３０よ
り入力されたＦＭ波の周波数と同期するように動作する
。 通常、無制御時のＶＣＯ３４の発振周波数は、ＰＬＬ復
調検波の出力に何も出力されないように、ＦＭ波の搬送
波と同じに設定される。
３２を通って、可変容量回路４４の容量値ＣＶ を制御
することにより、ＶＣＯ３４の発振周波数を端子３０よ
り入力されたＦＭ波の周波数と同期するように動作する
。 通常、無制御時のＶＣＯ３４の発振周波数は、ＰＬＬ復
調検波の出力に何も出力されないように、ＦＭ波の搬送
波と同じに設定される。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】このような従来のＰＬ
Ｌ復調回路においては、位相検波器３１からの制御信号
が無い時、ＶＣＯ３４の発振周波数はＰＬＬ復調検波出
力３３に何も出力されないように、ＦＭ波の搬送波周波
数と同じに設定される必要がある。
Ｌ復調回路においては、位相検波器３１からの制御信号
が無い時、ＶＣＯ３４の発振周波数はＰＬＬ復調検波出
力３３に何も出力されないように、ＦＭ波の搬送波周波
数と同じに設定される必要がある。
【００２５】しかし、従来回路においては、可変容量回
路４４の容量は、ＰＮ接合に加える信号よる容量成分の
変化を使用している為、バラツキが大きく（製造バラツ
キ，電流値のバラツキ），制御信号が無い時のＶＣＯ３
４の発振周波数を、インダクタンス３７や、容量３６等
の値を調整する初期調整が必要であった。このバラツキ
の調整をしないと、ＰＬＬの特性上ＶＣＯ３４の周波数
とＦＭ波の搬送周波数を一致させる為出力に、ＤＣオフ
セットが出力され、波形の上下非対称となったり、ＰＬ
Ｌ動作をしない現状となる。
路４４の容量は、ＰＮ接合に加える信号よる容量成分の
変化を使用している為、バラツキが大きく（製造バラツ
キ，電流値のバラツキ），制御信号が無い時のＶＣＯ３
４の発振周波数を、インダクタンス３７や、容量３６等
の値を調整する初期調整が必要であった。このバラツキ
の調整をしないと、ＰＬＬの特性上ＶＣＯ３４の周波数
とＦＭ波の搬送周波数を一致させる為出力に、ＤＣオフ
セットが出力され、波形の上下非対称となったり、ＰＬ
Ｌ動作をしない現状となる。
【００２６】本発明の目的は、前記諸問題点を解決し、
制御信号が無い時のＶＣＯの発振周波数をＦＭ波の搬送
周波数と容易に同じに設定できるようにしたＦＭ復調器
を提供することにある。
制御信号が無い時のＶＣＯの発振周波数をＦＭ波の搬送
周波数と容易に同じに設定できるようにしたＦＭ復調器
を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ復調回路の
構成は、共振子を用いた発振回路と、制御端子の信号に
より出力リアクタンス成分が可変する可変リアクタンス
回路とを備え、前記可変リアクタンス回路の出力は前記
共振子と並列に接続され、前記発振回路の出力はさらに
位相検波器の第１の入力に接続され、前記位相検波器の
第２の入力よりＦＭ変調された信号が入力され、前記位
相検波器にて前記第１，第２の入力の位相差を検出して
信号として出力し、前記位相検波器の出力はフィルタに
接続され、前記フィルタの出力が前記可変リアクタンス
回路の制御端子に接続され、前記位相検波器の第２の入
力を入力端とし、前記フィルタの出力を出力端とするこ
とを特徴とする。
構成は、共振子を用いた発振回路と、制御端子の信号に
より出力リアクタンス成分が可変する可変リアクタンス
回路とを備え、前記可変リアクタンス回路の出力は前記
共振子と並列に接続され、前記発振回路の出力はさらに
位相検波器の第１の入力に接続され、前記位相検波器の
第２の入力よりＦＭ変調された信号が入力され、前記位
相検波器にて前記第１，第２の入力の位相差を検出して
信号として出力し、前記位相検波器の出力はフィルタに
接続され、前記フィルタの出力が前記可変リアクタンス
回路の制御端子に接続され、前記位相検波器の第２の入
力を入力端とし、前記フィルタの出力を出力端とするこ
とを特徴とする。
【００２８】
【実施例】図１は本発明の一実施例のＰＬＬ復調回路を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【００２９】図１において、本実施例の復調回路は、位
相検波器８と、ループフィルタ９と、発振回路１，共振
子４，可変リアクタンス回路５，バッファ回路６から成
るＶＣＯとを含み構成される。
相検波器８と、ループフィルタ９と、発振回路１，共振
子４，可変リアクタンス回路５，バッファ回路６から成
るＶＣＯとを含み構成される。
【００３０】本回路の動作は、位相検波器８の出力が、
ループフィルタ９を通って、可変リアクタンス回路５の
等価容量値を可変することにより、共振子４と可変リア
クタンス回路５の等価容量値とで決定される発振回路１
の発振周波数を可変する。
ループフィルタ９を通って、可変リアクタンス回路５の
等価容量値を可変することにより、共振子４と可変リア
クタンス回路５の等価容量値とで決定される発振回路１
の発振周波数を可変する。
【００３１】このことにより、入力端７のＦＭ波と発振
回路１の発振周波数とは常に同じになるように動作する
。図１のバッファ回路６は、発振回路１が安定に発振さ
せる為に接続されているもので、無くても良い。
回路１の発振周波数とは常に同じになるように動作する
。図１のバッファ回路６は、発振回路１が安定に発振さ
せる為に接続されているもので、無くても良い。
【００３２】次に、共振子４の等価回路を図２に示す。
ここで、共振子４の並列等価容量をＣａ ，直列等価容
量をＣｒ ，直列インダクタンスをＬ，直列抵抗をｒと
し、可変リアクタンス回路５の等価容量をＣＸ とする
と、発振回路１の発振周波数つまりＶＣＯの発振周波数
は次の（８）式となる。
量をＣｒ ，直列インダクタンスをＬ，直列抵抗をｒと
し、可変リアクタンス回路５の等価容量をＣＸ とする
と、発振回路１の発振周波数つまりＶＣＯの発振周波数
は次の（８）式となる。
【００３３】
【００３４】可変リアクタンス回路５の等価容量Ｃｘ
を制御することにより、ＶＣＯの発振周波数を制御でき
る。ここで、可変リアクタンス回路５の一例を図３に示
す。
を制御することにより、ＶＣＯの発振周波数を制御でき
る。ここで、可変リアクタンス回路５の一例を図３に示
す。
【００３５】図３において、本回路は、トランジスタ１
１，トランジスタ１２との差動回路と、トランジスタ１
３，トランジスタ１４との差動回路と、トランジスタ１
５，トランジスタ１６との差動回路により、双差動増幅
器を構成し、トランジスタ１２と１３のベース端と、ト
ランジスタ１１と１４のベース端にはそれぞれ制御端子
２０，２１が接続されている。
１，トランジスタ１２との差動回路と、トランジスタ１
３，トランジスタ１４との差動回路と、トランジスタ１
５，トランジスタ１６との差動回路により、双差動増幅
器を構成し、トランジスタ１２と１３のベース端と、ト
ランジスタ１１と１４のベース端にはそれぞれ制御端子
２０，２１が接続されている。
【００３６】トランジスタ１５，トランジスタ１６のエ
ミッタ間に容量１７を有し、さらにトランジスタ１５，
トランジスタ１６のエミッタにはそれぞれ定電流源１８
，１９が接続されている。
ミッタ間に容量１７を有し、さらにトランジスタ１５，
トランジスタ１６のエミッタにはそれぞれ定電流源１８
，１９が接続されている。
【００３７】双差動増幅器の出力であるトランジスタ１
１とトランジスタ１３のコレクタと、トランジスタ１２
とトランジスタ１４のコレクタは共通接続され、さらに
カレントミラー構成のトランジスタ２２及びトランジス
タ２３、カレントミラー構成のトランジスタ２４及びト
ランジスタ２５、カレントミラー構成のトランジスタ２
６及びトランジスタ２７により、トランジスタ１６のベ
ースに帰還されている。このトランジスタ１６のベース
が可変リアクタンス回路５の出力端子となる。
１とトランジスタ１３のコレクタと、トランジスタ１２
とトランジスタ１４のコレクタは共通接続され、さらに
カレントミラー構成のトランジスタ２２及びトランジス
タ２３、カレントミラー構成のトランジスタ２４及びト
ランジスタ２５、カレントミラー構成のトランジスタ２
６及びトランジスタ２７により、トランジスタ１６のベ
ースに帰還されている。このトランジスタ１６のベース
が可変リアクタンス回路５の出力端子となる。
【００３８】次にこの回路動作を説明する。制御端子２
０の電位が制御端子２１に比べて高い時、つまりトラン
ジスタ１１，トランジスタ１４に電流が流れなくなる方
向に制御した場合、出力端子からみた可変リアクタンス
回路の等価容量は正の容量成分となり、トランジスタ１
１，トランジスタ１４の電流をまったく流さない時が、
最大制御量となる。
０の電位が制御端子２１に比べて高い時、つまりトラン
ジスタ１１，トランジスタ１４に電流が流れなくなる方
向に制御した場合、出力端子からみた可変リアクタンス
回路の等価容量は正の容量成分となり、トランジスタ１
１，トランジスタ１４の電流をまったく流さない時が、
最大制御量となる。
【００３９】その時、図３の可変リアクタンス回路動作
は、図４の動作と等価となる。
は、図４の動作と等価となる。
【００４０】そこで、図３の可変リアクタンス回路の正
の容量成分の最大制御量を図４により説明する。
の容量成分の最大制御量を図４により説明する。
【００４１】図４において、端子ＯＵＴからみたインピ
ーダンスＺ１ は次の（９）式となる（尚、Ｚ１ は複
素数表示となる。）
ーダンスＺ１ は次の（９）式となる（尚、Ｚ１ は複
素数表示となる。）
【００４２】
【００４３】但し、Ｖ１ ：端子ＯＵＴの電位ｉ１ ：
端子ＯＵＴへの流入電流 ｇｍ ：トランジスタ１５，１６で構成される差動回路
の相互コンダクタンスＣ：容量１７の容量値図３におい
ては、ダブルエンド出力をカレントミラー回路により合
成して出力端子ＯＵＴに帰還させている為、出力端子Ｏ
ＵＴのインピーダンスはＺ１ の半分となる。つまり次
の（１０）式となる。
端子ＯＵＴへの流入電流 ｇｍ ：トランジスタ１５，１６で構成される差動回路
の相互コンダクタンスＣ：容量１７の容量値図３におい
ては、ダブルエンド出力をカレントミラー回路により合
成して出力端子ＯＵＴに帰還させている為、出力端子Ｏ
ＵＴのインピーダンスはＺ１ の半分となる。つまり次
の（１０）式となる。
【００４４】
【００４５】前記（１０）式より、図３における可変リ
アクタンス回路の正の容量成分は、回路容量１７の容量
値の２倍まで可変することができる。
アクタンス回路の正の容量成分は、回路容量１７の容量
値の２倍まで可変することができる。
【００４６】逆に図３において、制御端子２１の電位が
制御端子２０に比べて高い時、つまりトランジスタ１２
，トランジスタ１３に電流が流れなくなる方向に制御し
た場合、出力端子ＯＵＴからみた可変リアクタンス回路
のインピーダンスは負の容量成分となり、トランジスタ
１２，トランジスタ１３に電流をまったく流さない時が
最大制御量となる。
制御端子２０に比べて高い時、つまりトランジスタ１２
，トランジスタ１３に電流が流れなくなる方向に制御し
た場合、出力端子ＯＵＴからみた可変リアクタンス回路
のインピーダンスは負の容量成分となり、トランジスタ
１２，トランジスタ１３に電流をまったく流さない時が
最大制御量となる。
【００４７】その時、図３の可変リアクタンス回路動作
は、図５の動作と等価となる。そこで、図３の可変リア
クタンス回路の負の容量成分の最大制御量を、図５によ
り説明する。
は、図５の動作と等価となる。そこで、図３の可変リア
クタンス回路の負の容量成分の最大制御量を、図５によ
り説明する。
【００４８】図５において、端子ＯＵＴからみたインピ
ーダンスＺ２ は次の（１１）式となる。
ーダンスＺ２ は次の（１１）式となる。
【００４９】
【００５０】但し、Ｖ２ ：端子ＯＵＴの電位ｉ２ ：
端子ＯＵＴへの流入電流 ｇｍ ：トランジスタ１５，１６で構成される差動の相
互コンダクタンスＣ ：容量１７の容量値図３におい
ては、ダブルエンド出力をカレントミラー回路により合
成して、出力端子ＯＵＴに帰還させている為、出力端子
ＯＵＴのインピーダンスＺはＺ２ の半分となる。つま
り次の（１２）式となる。
端子ＯＵＴへの流入電流 ｇｍ ：トランジスタ１５，１６で構成される差動の相
互コンダクタンスＣ ：容量１７の容量値図３におい
ては、ダブルエンド出力をカレントミラー回路により合
成して、出力端子ＯＵＴに帰還させている為、出力端子
ＯＵＴのインピーダンスＺはＺ２ の半分となる。つま
り次の（１２）式となる。
【００５１】
【００５２】前記（１２）式より、図３における可変リ
アクタンス回路の負の容量成分は、回路容量１７の容量
値の２倍まで可変することができる。
アクタンス回路の負の容量成分は、回路容量１７の容量
値の２倍まで可変することができる。
【００５３】また、制御端子２０と２１が同電位の時、
つまり位相検波器からの制御信号が無い時は、出力端子
ＯＵＴには電流変化が無く高インピーダンスとなり、容
量成分は０となる。
つまり位相検波器からの制御信号が無い時は、出力端子
ＯＵＴには電流変化が無く高インピーダンスとなり、容
量成分は０となる。
【００５４】以上のことより、図３において制御端子２
０，２１の電位差を制御する（位相検波器の出力信号で
制御する）ことにより、出力端子ＯＵＴの容量成分を−
２Ｃ≦（出力端子ＯＵＴの容量成分）≦２Ｃまで可変で
きる。
０，２１の電位差を制御する（位相検波器の出力信号で
制御する）ことにより、出力端子ＯＵＴの容量成分を−
２Ｃ≦（出力端子ＯＵＴの容量成分）≦２Ｃまで可変で
きる。
【００５５】図１のＰＬＬ復調回路における可変リアク
タンス回路の等価容量ＣＸ が図３の出力端子ＯＵＴの
容量成分となる。
タンス回路の等価容量ＣＸ が図３の出力端子ＯＵＴの
容量成分となる。
【００５６】以上説明してきたことより、図１の可変リ
アクタンス回路５を図３の一実施可変リアクタンス回路
を使用した場合、ＶＣＯの発振周波数ｆＯＳＣ は、次
の（１３）式に示すように、制御できる。
アクタンス回路５を図３の一実施可変リアクタンス回路
を使用した場合、ＶＣＯの発振周波数ｆＯＳＣ は、次
の（１３）式に示すように、制御できる。
【００５７】
【００５８】また、可変リアクタンス回路５の制御信号
が無い時、ＶＣＯの発振周波数ｆＯＳＣ は次の（１４
）式となる。
が無い時、ＶＣＯの発振周波数ｆＯＳＣ は次の（１４
）式となる。
【００５９】
【００６０】このように、共振子４のみで決定され、通
常ＦＭ波の搬送波と同じ周波数に設定されていることに
より、位相検波器８からの制御信号が無い時は、ＦＭ波
の搬送波と同じ周波数となる。
常ＦＭ波の搬送波と同じ周波数に設定されていることに
より、位相検波器８からの制御信号が無い時は、ＦＭ波
の搬送波と同じ周波数となる。
【００６１】共振子４のバラツキは小さく、本実施例の
ＰＬＬ復調回路は、製造上のバラツキの影響を受けない
為、調整は不要である。
ＰＬＬ復調回路は、製造上のバラツキの影響を受けない
為、調整は不要である。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＰＬＬ復
調回路は、従来の回路で問題であったＶＣＯの初期調整
が不要で、セットメーカの調整工数が不要となるという
効果を有する。
調回路は、従来の回路で問題であったＶＣＯの初期調整
が不要で、セットメーカの調整工数が不要となるという
効果を有する。
【図１】本発明の一実施例のＦＭ復調器を示すブロック
図である。
図である。
【図２】図１の共振子の等価回路を示す回路図である。
【図３】図１の可変リアクタンス回路の一例を示す回路
図である。
図である。
【図４】図３の動作の一例を示す回路図である。
【図５】図３の動作の他例を示す回路図である。
【図６】従来のＰＬＬ復調回路を示すブロック図である
。
。
【図７】図６をさらに詳しく示したブロック図である。
１，３５ 発振回路
２，２８，３９ 電圧源
４ 発振子
５ 可変リアクタンス回路
６，３８ バッファ回路
８，３１ 位相検波器
９，３２ ループフィルタ
１１，１２，１３，１４，１５，１６，２２，２３，２
４，２５，２６，２７ トランジスタ １８，１９ 定電流源 １７ 容量 ３４ ＶＣＯ ３６ 容量 ３７ インダクタンス ４４ 可変容量回路
４，２５，２６，２７ トランジスタ １８，１９ 定電流源 １７ 容量 ３４ ＶＣＯ ３６ 容量 ３７ インダクタンス ４４ 可変容量回路
Claims (1)
- 【請求項１】 共振子を用いた発振回路と、制御端子
の信号により出力リアクタンス成分が可変する可変リア
クタンス回路とを備え、前記可変リアクタンス回路の出
力は前記共振子と並列に接続され、前記発振回路の出力
はさらに位相検波器の第１の入力に接続され、前記位相
検波器の第２の入力よりＦＭ変調された信号が入力され
、前記位相検波器にて前記第１，第２の入力の位相差を
検出して信号として出力し、前記位相検波器の出力はフ
ィルタに接続され、前記フィルタの出力が前記可変リア
クタンス回路の制御端子に接続され、前記位相検波器の
第２の入力を入力端とし、前記フィルタの出力を出力端
とすることを特徴とするＦＭ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3137330A JP2891800B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3137330A JP2891800B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04361409A true JPH04361409A (ja) | 1992-12-15 |
| JP2891800B2 JP2891800B2 (ja) | 1999-05-17 |
Family
ID=15196146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3137330A Expired - Fee Related JP2891800B2 (ja) | 1991-06-10 | 1991-06-10 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2891800B2 (ja) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5996945U (ja) * | 1982-12-21 | 1984-06-30 | アンリツ株式会社 | 高ｃ／ｎ高周波信号発生器 |
| JPS6216607A (ja) * | 1985-07-15 | 1987-01-24 | Sanyo Electric Co Ltd | 発振回路 |
| JPS6251811U (ja) * | 1985-09-19 | 1987-03-31 | ||
| JPS62140517A (ja) * | 1985-12-16 | 1987-06-24 | Hitachi Ltd | Ｐｌｌ回路 |
-
1991
- 1991-06-10 JP JP3137330A patent/JP2891800B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5996945U (ja) * | 1982-12-21 | 1984-06-30 | アンリツ株式会社 | 高ｃ／ｎ高周波信号発生器 |
| JPS6216607A (ja) * | 1985-07-15 | 1987-01-24 | Sanyo Electric Co Ltd | 発振回路 |
| JPS6251811U (ja) * | 1985-09-19 | 1987-03-31 | ||
| JPS62140517A (ja) * | 1985-12-16 | 1987-06-24 | Hitachi Ltd | Ｐｌｌ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2891800B2 (ja) | 1999-05-17 |
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