JPH02215222A - ハーフブリッジ様式に接続されたトランジスタのためのドライブ信号発生器 - Google Patents

ハーフブリッジ様式に接続されたトランジスタのためのドライブ信号発生器

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JPH02215222A
JPH02215222A JP1321592A JP32159289A JPH02215222A JP H02215222 A JPH02215222 A JP H02215222A JP 1321592 A JP1321592 A JP 1321592A JP 32159289 A JP32159289 A JP 32159289A JP H02215222 A JPH02215222 A JP H02215222A
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drive signal
ramp
voltage
comparator
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Sergio Palara
セルジオ　パララ
Paolo Monaco
パオロ　モナーコ
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SGS Thomson Microelectronics Inc
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、ハーフブリッジの様式で接続されるトラン
ジスタのためのドライブ信号の発生器に関する。
〔従来の技術〕
ハーフブリッジ回路にあるトランジスタのドライブは、
通常可変のデユーティ−サイ、タルを有する矩形波によ
って構成される入力信号から、その入力信号と同一の周
波数の二つの波形が得られ、それによってハーフブリッ
ジの上部トランジスタと下部トランジスタに対してそれ
ぞれ別個に最終段階のドライブを備えることが必要であ
るとされている。
これらの２個の波形は、ハーフブリッジの作動のための
基本的な必要条件を考慮に入れるように発生することが
必要であり、すなわち、トランジスタ自身の破壊に導く
ことを防止するため２個のトランジスタの同時の導通が
生じないようにしなければならない。
さらに正確に言えば、２個の最終段階の作動は交互に行
われなければならず、また、その両段階が非作動中に「
デッドタイム」が存在して、その間に両方の段階が、一
方のトランジスタの導通を開始する前にあらかじめ完全
な遮断状態に達しているように起動停止していなければ
ならない。
したがって、２個の波形は、それぞれの最終段階の作動
期間がつぎつぎに交互に現れ、それが対応する他の波形
の非作動期間よりも短くなっていることが必要である。
入力信号を上記の必要条件を存する２個の波形に変換す
るため現在知られている方法の一つは、信号処理装置の
使用に基づくものであり、それはその入力信号の前縁及
び後縁に対応して作動してそれらの作動期間が非作動の
期間よりも短くなるように出力信号を規整している。
しかしながら、処理装置は複雑でかつ高価でありそれが
ハーフブリッジ回路の多くの使用条件に適合していない
。
〔発明の目的、構成及び作用効果の概要〕本発明の一目
的は、簡単で廉価であり同時に完全に信頬できる、ハー
フブリッジ回路のためのドライブ信号発生器を完成させ
、ることである。
本発明の他の目的は、使用上の要求条件に対応して、作
動期間及び非作動期間の柔軟な変動ができるドライブ信
号発生器を完成することである。
本発明の更に他の目的は、モノリシックタイプの集積回
路のドライブ信号発生器を完成することである。
以上の目的のために、本発明によるドライブ信号発生器
は、矩形波の入力信号を受領しそれを既定の上向きの傾
斜電圧と下向きの傾斜電圧の付加された下方レベルと上
方レベルの間における各種の出力信号に変換するよう構
成されたランプ波発生器、このランプ波発生器の出力に
接続された非反転入力と非作動期間の持続時間よりも短
い持続時間の作動期間を有し上記の上向き及び下向きの
傾斜電圧に左右される第一のドライブ信号を発生するた
めに第一の基準信号源に接続された反転入力を有する第
一のコンパレータ、並びにう・ンブ波発生器の出力に接
続された反転入力との第一ドライブ信号の持続時間とが
入れ替わり、その持続時間が非作動期間の持続時間より
も短く上記上向きの傾斜電圧及び下向きの傾斜電圧の勾
配に左右される作動期間を有する第二のドライブ信号を
発生するために第二の信号源に接続された非反転入力を
存する第二のコンパレータからなることを特徴とする。
本発明の一つの実施例を、本発明の限定を意味するもの
ではない一例として図示に従って説明する。
第１図は正の電源端子４及び接地の間に直列に接続され
た２個のＮＭＯＳパワートランジスタ２及び３により形
成されたハーフブリッジ回路を示す。
中間ブランチ点５は直列、制御のもとで負荷に接続され
る。リサイクリング・ダイオード６および７はトランジ
スタ２および３に対して逆並列に接続されている。
トランジスタ２及び３はそれぞれ最終ドライブ段階８及
び９によってコントロールされるが、それらは順に本発
明によるドライブ信号発生器１０によってつぎつぎに交
互にドライブされる。
信号発生器１０は最初にランプ波発生器１１を含んでお
り、それはデユーティ−サイクルの変化する矩形波を有
する入力信号Ｖｉを受領し、それを既定の勾配を有する
上向きの傾斜電圧と下向きの傾斜電圧を付加された下方
レベル及び上方レベルの間で可変の振幅を有する出力信
号Ｖｕに変換する。信号Ｖｉ及びＶｕは第３図のグラフ
ａに示される。
第１図のドライブ信号発生器１０に使用されることのあ
る典型的ランプ波発生器１１は、第２図に図示され、入
力信号Ｖｉによる非反転入力と回路分岐点１３に接続さ
れる反転入力を有するコンパレータ１２からなり、その
分岐点において出力信号Ｖｕが得られる。上記の回路分
岐点１３は、第一の電流発生器１５を通じて正の電源端
子１４に接続され、第二の電流発生器１６を通じて接地
に接続されるが、その点にはＮＰＮ　トランジスタ１日
のコレクタによりコントロールされるスイッチ１７に直
列に接続されており、そのエミッタは接地に接続されて
おりそのベースはコンパレータ１２の出力に接続されて
いる０回路分岐点１３は、また、ＰＮＰ　）ランジスタ
１９のエミッタにも接続されておりそのコレクタは接地
に接続されており、そのベースは基準電圧Ｖｒを供給さ
れている。回路分岐点１３は、また、外部キャパシタ２
０によって接地にも接続されている。
第２図のランプ波発生器は次のように作動する。コンパ
レータ１２は入力信号Ｖｔのレベルがハイになるまでト
ランジスタ１８をオンに保持するように作られている。
それがオンになると、トランジスタ１８はスイッチ１７
を開放状態に維持するめで、電流発生器１６は非活動に
なる。これらの条件の下に、電流発生器１５の電流■１
は外部キャパシタ２０を充電して、その端子間の電圧Ｖ
ｕを上昇させる。電圧上昇は、勾配と電流■１の値及び
キャパシタ２０の容量との関係で発生し、電圧Ｖｕがト
ランジスタ１９の導通を決定する最大の値に達するまで
継続するが、その後は電流１１を接地に放電する。
入力信号Ｖｉがローレベルに達すると、コンパレータ１
２は、他方のトランジスタ１８を停止し、それがスイッ
チ１７を閉じるので、電流発生器１６を作動させる。キ
ャパシタ２０は、電流１２−４１間で放電して電圧Ｖｕ
を電流Ｉ２と■１との差とキャパシタ２０の容量に応じ
た勾配に沿って降下する。
電圧降下はトランジスタ１９の新たな力？トオフを決定
する最小値に達するまで継続する。
こうしてＶｕに対して第３図のａに示される波形が得ら
れるが、ここで見られるようにその勾配は電流発生器１
５及び１６の電流とキャパシタ２０の容量によって決ま
る。設計者が承知している技法により、基準電圧と抵抗
値との間の比率によつて電流発生器内の電流は固定され
るから、このような電流は、もし必要ならば、シリコン
ストリップのテスト中にいわゆるツェナーザラピング（
Ｚｅｎｅｒ−ｚａｐｐｉｎｇ）による抵抗値の調節によ
って変化させることができる。この方法によって、一つ
のパワートランジスタのターンオンとその前のトランジ
スタのターンオフの間に要求されるデッドタイムを上記
の試験から正しく設定することが可能である。
第１図の全体図に戻って、ランプ波発生器１１の出力信
号Ｖｕは、第一のヒシテリシスコンパレータ２１の非反
転入力及び第二のヒシテリシスコンパレータ２２の反転
入力に印加される。コンパレータ２１は、第一の基準電
圧源２３に接続された反転入力を有していて、それが基
準電圧Ｖｒｌを発生し、また、コンパレータ２２は第二
の基準電圧源Ｖｒ２に接続された非反転入力を有してい
て、それが前者より低い基準電圧Ｖｒ２を発生する。
コンパレータ２１及び２２の各出力は、それぞれ最終段
階８及び９の入力に接続される。
信号Ｖｕの上向きの傾斜電圧が基準電圧源２３によって
設定される基準電圧域値Ｖｒｌに達すると、コンパレー
タ２１がその状態とその出力信号ｖ１を変化するが、そ
の電圧はそれまでのローレベルからハイレベルまで移動
する（第３ｂ図参照）。
コンパレータ２１が元の状態に戻るので出力信号Ｖ１が
ローレベルに移動して、電圧Ｖｕがコンパレータ２１の
ヒシテリシスの差額だけＶｒｌより少ない値Ｖｒｌ’に
達するまで減少する。
こうして、最終段階８のドライブ信号を構成しているコ
ンパレータ２１の出力における信号ｖ１は、第３ｂ図に
示される波形を有しているが、それは、前縁とそれに続
く後縁との間の作動期間Ａの持続時間が、入れ替わる非
作動期間Ｂの持続時間よりも短い矩形波を有していると
いうことである。
一方、コンパレータ２２の反転入力に送られる同じ信号
Ｖｕは、上向き段階の間に域値Ｖｒ２への到達時期との
合致を決定し、また下向き段階の間に域値Ｖｒ２°への
到達時期との合致を決定するが、それは、第３ｃ図に示
されるドライブ信号ｖ２の形態が信号Ｖ１の作動期間Ａ
に対して作動期間Ｃに入れ替わり、これらの番において
、対応する非作動期間りの持続時間よりも短い持続時間
を有しているということである。
ドライブ信号ｖ１及びｖ２の波形を比較することによっ
て（第３ｂ図及び第３ｃ図参照）、上記の各信号の作動
期間Ａ及びＣが、トランジスタ２及び３に他のトランジ
スタが導通を開始する前に安全のためにそれら自身をタ
ーンオフさせるデッドタイムＴ１及びＴ２によって入れ
替えられることがわかる。
デッドタイムＴＩの持続時間は信号Ｖｕの上向きの傾斜
電圧の勾配及び域値電圧ＶｒｌとＶｒ２の間の差額とに
よって決められる。
またデッドタイムＴ２の持続時間は信号Ｖｕの下向きの
傾斜電圧の勾配及び域値電圧Ｖｒｌ’とＶｒ２’の間の
差額とによって決められる。
したがって、２個のデッドタイムＴ１及びＴ２は、上記
に説明されたように、信号Ｖｕの上向きまたは下向きの
傾斜電圧を変えることにより又は基準電圧Ｖｒｌ及びＶ
ｒ２を変えることにより、またさらに、コンパレータ２
１及び２２のヒシテリシス（Ｖｒ　１−Ｖｒｌ’　、　
Ｖｒ　２−Ｖｒ２’　）を変えることにより、変化させ
ることができる。
上方及び下方の各最終段階８及び９は、各種の標準形式
（プッシュプル、トーテムポール、等）に従って構成さ
れ、バイポーラ、パワーＭＯＳまたはＩＩＩＭＯｓのト
ランジスタをドライブすることになる。
通常、発明による１０と１１０の２組のドライブ信号発
生器が、例えば直流電動機２０１のような負荷をコント
ロールするために使用されるブリッジ回路２００を構成
して、それぞれのハーフブリッジ１と１０１を、それぞ
れの最終段階８．９及び１０８．１０９を使用して操作
するために使用されることがある（第４図参照）。
このような場合には、ドライブシステムは非対称タイプ
とみなされる、すなわち相互に等しいトランジスタ８と
１０８がそれらの作動時においては相互に等しいトラン
ジスタ９．１０９と同じタイプとならず、５０％のデエ
ーティーサイクルを有する入力信号Ｖｉによって、直流
電動機の停止状態が発生しない場合が考えられる。しか
しながら、これらの問題が生じないようにするには、デ
ッドタイムＴ１＝Ｔ３及びＴ２　＝　Ｔ４となるように
ドライブ信号ｖ１及びｖ２並びにｖ３及びｖ４に対して
配慮を行うだけで十分である。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明によるハーフブリッジ回路のためのド
ライブ信号発生器のブロック図である。第２図は、第１
図のドライブ信号発生器に含まれるランプ波発生器の細
部の回路図である。 第３図は、第１図の信号発生器で作用する原理的諸信号
の時間経過に伴う変化曲線を示すグラフである。 第４図は、直流電動機をコントロールするために使用さ
れるブリッジ回路におけるそれぞれのハーフブリッジに
ある各トランジスタをドライブするための、第１図の信
号発生器に類似した２個の信号発生器の応用例を示す回
路図である。 １０・・・ドライブ信号発生器、１１・・・ランプ波発
生器、１３・・・中間分岐点、１５・・・第一の電流発
生器、１６・・・第二の電流発生器、２１・・・第一コ
ンパレータ、２２・・・第二のコンパレータ、２３・・
・第一の基準信号源、２４・・・第二の基準信号源。 代理人　弁理士　小　川　信　−

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、矩形波の入力信号を受領し、それを既定の勾配を有
    する上向き及び下向きの傾斜電圧が付加された下側レベ
    ルと上側レベルの間で変化する一つの出力に変換するた
    めに適するランプ波発生器（１１）、このランプ波発生
    器（１１）の出力に接続される非反転入力と第一の基準
    信号源（２３）に接続される反転入力を有し、作動期間
    の持続時間が非作動期間の持続時間に比して短縮され、
    上向きと下向きの各傾斜電圧の勾配に左右される第一の
    ドライブ信号を発生するための第一のコンパレータ（２
    １）並びに上記ランプ波発生器（１１）の出力に接続さ
    れる反転入力と第二の基準信号源（２４）に接続される
    非反転入力を有し、上記第一のドライブ信号と入れ替わ
    る作動期間を有しその持続時間が非作動期間の持続時間
    に比して短縮され、上向きと下向きの各傾斜電圧の勾配
    に左右される第二のドライブ信号を発生するための第二
    のコンパレータ（２２）からなることを特徴とする、ハ
    ーフブリッジ様式に接続されたトランジスタのためのド
    ライブ信号発生器。 ２、前記コンパレータ（２１、２２）がヒシテリシスタ
    イプであることを特徴とする請求項１記載のドライブ信
    号発生器。 ３、前記ランプ波発生器（１１）が、１個のコンパレー
    タからなり、それが前記入力信号を供給される非反転入
    力と、第一の電流発生器（１５）と前記コンパレータ（
    １２）の出力によってドライブされるスイッチ（１７）
    によって制御される第二の電流発生器（１６）との間の
    中間分岐点（１３）に接続される反転入力を有し、前記
    中間分岐点（１３）が前記ランプ波発生器（１１）の出
    力信号を構成する電圧によって充電されることがあるキ
    ャパシタ（２０）に接続されており、前記出力電圧の前
    記の下限及び上限を決定するための機構（１９）を備え
    ていることを特徴とする請求項１記載のドライブ信号発
    生器。 ４、前記機構（１９）がコンパレータ（１２）の前記反
    転入力と接地との間に接続されるトランジスタ（１９）
    により構成され、それが既定の基準電圧による極性を付
    与されたベースを有することを特徴とする請求項３記載
    のドライブ信号発生器。 ５、それがモノリシック集積回路の形式で達成されるこ
    とを特徴とする請求項１記載のドライブ信号発生器。
JP1321592A 1988-12-15 1989-12-13 ハーフブリッジ様式に接続されたトランジスタのためのドライブ信号発生器 Pending JPH02215222A (ja)

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IT8822952A IT1228028B (it) 1988-12-15 1988-12-15 Generatore di segnali di pilotaggio per transistori connessi in configurazione a semiponte

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