JPH02220204A - Ｖｔｒ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　課題を解決するための手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｇ１　第１の実施例（第１図〜第４図、第６図〜第１２
図） Ｇ２他の実施例（第５図） Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 この発明はＶＴＲに関する。

Ｂ　発明の概要 この発明は、ＶＴＲにおいて、ＰＣＭオーディオ信号が
ＱＰＳＫ信号に変換され、このＱＰＳＫ信号が記録され
ているテープから、もとのオーディオ信号を再生するに
あたり、ＰＣＭオーディオ信号のエラー情報に基づいて
ＱＰＳＫ信号の復調系を制御することにより、もとのオ
ーディオ信号を適切に再生できるようにしたものである
。

Ｃ従来の技術 オーディオ信号をデジタル記録及び再生するようにした
ＶＴＲが考えられている。

第６図はそのようなＶＴＲの記録系、第７図はその再生
系の一例を示す。

そして、記録時には、例えばＮＴＳＣ方式のカラーコン
ポジットビデオ信号が、端子（１１）を通じてＹ／Ｃ分
離回路（１２）に供給されて輝度信号ｓｙと搬送色信号
Ｓｃとが分離され、その信号Ｓｙ、がＦＭ変調回路（１
３）に供給されて第８図に示すように、ＦＭ信号Ｓｆに
変換され、このＦＭ輝度信号Ｓｆが加算回路（１４）に
供給される。

また、分離回路（１２）からの信号Ｓｃが周波数コンバ
ータ（１５）に供給され、第８図に示すように信号Ｓｆ
よりも低域側で、かつ、奇数フィールド期間と偶数フィ
ールド期間とで互いにインターリーブするように位相が
制御された搬送色信号Ｓｃに周波数変換され、この信号
Ｓｃが加算回路（１４）に供給される。

したがって、加算回路（１６）からは、信号ＳｆとＳｃ
との加算信号Ｓｓが取り出されるが、この信号Ｓｓが、
記録アンプ（１７）及びスイッチ回路（１８）を通じて
回転磁気ヘッド（ＩＡ）、　　（１Ｂ）に１フイ一ルド
期間ごとに交互に供給される。

この場合、ヘッド（ＩＡ）、　　（ＩＢ）は互いに異な
るスリット角（いわゆるアジマス角）、例えば±１０”
のスリット角を有するとともに、例えば第９図に示すよ
うに、互いに１８０°の角間隔を有し、信号Ｓｙに同期
してフレーム周波数で回転させられている。そして、こ
のヘッド（ＩＡ）、　　（ＩＢ）の回転周面に対して磁
気テープ（５）が１８０°強の角範囲にわたって斜めに
巡らされるとともに、所定の速度で走行させられている
。

さらに、オーディオ信号が、端子（２１）を通じてＡ／
Ｄコンバータ（２２）に供給されて例えばサンプリング
周波数が４８ｋＨｚで１サンプルが１６ビツトのＰＣＭ
信号Ｓｐに直線量子化され、このＰＣＭオーディオ信号
Ｓｐが、エンコーダ（２３）に供給されてエラー訂正の
ためのエンコード処理が行われるとともに、各フィール
ド期間の開始部分に若干の無信号区間を生じるように時
間軸圧縮された信号Ｓｅが取り出される。なお、このと
きの信号Ｓｅのビットレイトは、 １６　Ｘ４８　ＸＩＯ’十冗長ビット″ｑ　２Ｍｂｐｓ
である。

そして、この信号ＳｅがＱＰＳＫ変調回路（２４）に供
給されてキャリア周波数が信号Ｓｃ、Ｓｆの中間の周波
数、例えば２ＭＨｚのＱＰＳＫ信号Ｓｑとされこの信号
Ｓｑが、記録アンプ（２７）及びスイッチ回路（２８）
を通じて回転磁気ヘッド（２Ａ）、　　（２Ｂ）に１フ
イ一ルド期間ごとに交互に供給される。

この場合、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）　　は第９図に
示すように、互いに１８０°の角間隔を有するとともに
、ヘッド（１人）、（１Ｂ）　　と一体に回転させられ
る。また、このとき、ヘッド（２Ａ）、　（２Ｂ）　　
はヘッド（ＩＡ）、　（１Ｂ）にそれぞれ先行するよう
に、かつ、ヘッド（２Ａ＞。

（２Ｂ）の各走査軌跡と、ヘッド（ＩＡ）、　（ＩＢ）
　　の各走査軌跡とが一致するようにヘッド（２Ａ＞、
　（２Ｂ）　　には段差が与えられるとともに、ヘッド
（２Ａ）、　（２Ｂ）　　のスリット角はヘッド（ＩＡ
）、　（ＩＢ）　　とは逆方向、例えば；２０°とされ
る。さらに、ヘッド（ＩＡ）または（ＩＢ）に信号Ｓｓ
が供給されているフィールド期間に、ヘッド（２Ａ）ま
たはく２Ｂ）に信号Ｓｑが供給されるように、スイッチ
回路（１８）、　（２８）の切り換えの位相が合わせら
れる。

さらに、端子（２１）または（３１）のオーディオ信号
が、ＦＭ変調回路（３２）に供給されて第８図に示すよ
うに信号Ｓｑよりも低域側のＦＭ信号Ｓａに変換され、
このＦＭオーディオ信号Ｓａが記録アンプ（３７）及び
スイッチ回路（３８）を通じて回転磁気ヘッド（３Ａ）
、　（３Ｂ）に１フイ一ルド期間ごとに交互に供給され
る。

この場合、ヘッド（３＾）、　　（３Ｂ）は第９図に示
すように、互いに１８０°の角間隔を有するとともに、
ヘッド（１＾）、　（ＩＢ）　　と一体に回転させられ
る。また、このとき、ヘッド（３＾）、　（３Ｂ）　　
はヘッド（２人）、　（２Ｂ）にそれぞれ先行するよう
に、かつ、ヘッド（３Ａ）。

（３Ｂ）の各走査軌跡と、ヘッド（ＩＡ）、　　（１Ｂ
）の各走査軌跡とが一致するように、ヘッド（３Ａ）、
　（３Ｂ）　　にはヘッド（ＩＡ）、　（ＩＢ）　　に
対して段差が与えられる。また、ヘッド（３Ａ＞、　（
３Ｂ）　　のスリット角はヘッド（１＾）。

〈ＩＢ）とは同方向であるが、大きな角度、例えば±３
０°とされる。さらに、ヘッド（１人）または（ＩＢ＞
に信号Ｓｓが供給されているフィールド期間に、ヘッド
（３Ａ）または（３Ｂ）に信号Ｓａが供給されるように
スイッチ回路（１８）、　（２８）、　（３８）の切り
換えの位相が合わせられる。

また、このとき、信号Ｓｓ、Ｓｑ、Ｓａによりヘッド（
１＾、　１Ｂ）、　（２人、２Ｂ）、（３＾、３Ｂ）　
　に流れる記録電流を電流Ｉｓ、Ｉｑ、Ｉａとすると、 Ｉａ＞Ｉｑ＞Ｉｓ とされる。

したがって、まず、ヘッド（３Ａ）または（３Ｂ）によ
り信号Ｓａの１フイールドが斜めの１本の磁気トラック
として記録されるとともに、その磁気トラックに重なっ
てヘッド　（２人）または（２Ｂ）により信号Ｓｑの１
フイールドが記録され、さらに、その磁気トラックに重
なってヘッド（１人）または（ＩＢ）により信号Ｓｓの
１フイールドが記録される。そして、このとき、記録電
流Ｉａ、Ｉｑ、Ｉｓの大きさが上述のように設定されて
いるので、第１０図に示すようにテープ（５〕の磁性層
の深層に主として信号Ｓａが記録され、中間層に主とし
て信号Ｓｑが記録されるとともに、表層に主として信号
Ｓｓが記録されることになる。

一方、再生時には、ヘッド（ＩＡ）、　（１Ｂ＞　　に
よりテープ（５）から信号Ｓｓが１フイ一ルド期間ごと
に交互に再生され、この信号Ｓｓがスイッチ回路（４１
）に供給されて連続した信号Ｓｓとされ、この信号Ｓｓ
が再生アンプ（４２）を通じてバンドパスフィルタ（４
３）に供給されて信号Ｓｆが取り出され、この信号Ｓｆ
がリミッタ（４４）を通じてＦＭ復調回路（４５）に供
給されて信号Ｓｙが復調され、この信号ｓｙが加算回路
（４６）に供給される。

さらに、アンプ（４２）からの信号Ｓｓがバンドパスフ
ィルタ（５３）に供給されて信号Ｓｃが取り出され、こ
の信号ＳｃがＡＣＣ回路（５４）を通じて周波数コンバ
ータ（５５）に供給されてもとの搬送周波数の崖道色信
号Ｓｃに周波数変換されるとともに、記録時における位
相処理と相補の位相処理が行われてもとの位相を有する
信号Ｓｃとされる。そして、この信号Ｓｃが、Ｃ型くし
型フィルタ（５６）を通じて加算回路（４６）に供給さ
れる。

したがって、加算回路（４６）からはもとのカラーコン
ポジットビデオ信号が得られ、これは端子（４７）に取
り出される。

さらに、ヘッド（２＾）、　　（２Ｂ）によりテープ（
５）から信号Ｓｑが１フイ一ルド期間ごとに交互に再生
され、この信号Ｓｑがスイッチ回路（６１）に供給され
て連続した信号Ｓｑとされ、この信号Ｓｑが再生アンプ
（６２）を通じてＱＰＳＫ復調は路（６３）に供給され
るとともに、キアリア信号再生回路（６４）に供給され
てキアリア信号が形成され、このキアリア信号が復調回
路（６３）に供給されて信号Ｓｑから信号Ｓｅが復調さ
れる。

そして、この信号Ｓｅがデコーダ（６５）に供給されて
信号Ｓｐがデコードされるとともに、エラー訂正及びエ
ラー修正が行われ、この信号ＳｐがＤ／Ａコンバータ（
６６）に供給されてもとのオーディオ信号に変換され、
これが端子（６７）に取り出される。

また、ヘッド（３Ａ）、、　　（３Ｂ）によりテープ（
５）から信号Ｓａが１フイ一ルド期間ごとに交互に再生
され、この信号Ｓａがスイッチ回路（７１）に供給され
て連続した信号Ｓａとされ、この信号Ｓａが、再生アン
プ（７２）、バンドパスフィルタ（７３）及びリミッタ
（７４）を通じて復調回路（７５）に供給されて端子（
７７）にオーディオ信号が取り出される。

以上のようにビデオ信号及びオーディオ信号が記録再生
されるが、この場合、上述のＶＴＲにおいては、オーデ
ィオ信号をデジタル化して記録再生しているので、デジ
タルオーディオ機器と同様のきわめて高い音質を得るこ
とができる。また、オーディオ信号はＦＭ信号Ｓａとし
ても記録再生しているので、従来のＶＴＲに対して互換
性を得ることができる。

さらに、ＰＣＭ信号ＳｅをＱＰＳＫ信号Ｓｑに変換して
いるので、占有帯域を狭くすることができる。

第１１図はＱＰＳＫ変調回路（２４）の−例を示し、エ
ンコーダ（２３）からの信号Ｓｅが、レジスタ（８１）
に供給されて奇数番目のピッ）ａｌ　のビット列と、偶
数番目のピッ）ｂｔ　のビット列とに分割（直列／並列
変換）されるとともに、ビットａｌｌｂｌ　は同時化さ
れ、これらビットａ、、ｂ、がローパスフィルタ（８２
Ａ）、　（８２Ｂ）　　に供給されて不要な高調波成分
が除去されてから乗算回路（平衡変調回路）（８３＾）
、　（８３Ｂ）に供給される。なお、ビットａ　ｌ　＋
　ｂｌは“０″または“１″である。

また、発振回路〈８７）に右いて、キャリア信号Ｓ、と
して ５ｔ＝ｃｏｓ　ｗｃｔ　　　　　　　　　　−（ｉ）が
形成され、この信号Ｓ１　が移相回路（８８）に供給さ
れてキャリア信号Ｓ。

Ｓ、＝ｓｉｎ　　ｗｃｔ　　　　　　　　　・・・・・
・（ｉｉ）が形成され、これら信号Ｓｔ、Ｓｓ　が乗算
回路（８３Ａ）。

（８３Ｂ）　　に供給される。

そして、乗算回路（８３Ａ）、　（８３Ｂ）　　の出力
信号が加算回路（８４）に供給されて信号Ｓｑ Ｓ　ｑ　＝ｃｏｓ（ｃｃ＋ｃｔ＋　ａｔ　π）　＋５ｉ
ｎ（ｃｃ＋ｃｔ＋　ｂｔ　π）　十ａが取り出され、こ
の信号Ｓｑがバンドパスフィルタ（８５）に供給されて
不要成分αが除去されたＱＰＳＫ信号Ｓｑ Ｓ　ｑ　＝ｃｏｓ（ａ＋ｃｔ＋　ａｉ　π）　＋５ｉｎ
（ａ＋ｃｔ＋　ｂｔπ）・・・・・・（ｉｉｉ　） が取り出され、この信号Ｓｑがアンプ（２７）に供給さ
れる。

また、第１２図はＱＰＳＫｔｉ調回路（６３）の−例を
示し、アンプ（６２）からの信号Ｓｑが乗算回路（９１
Ａ）。

（９１Ｂ）　　に供給されるとともに、キャリア信号再
生回路（６４）に供給されてキャリア信号Ｓ７が取り出
され、この信号Ｓ、が移相回路（６４１）　　に供給さ
れてキャリア信号Ｓ８　が取り出され、これら信号ｓｔ
、ｓｓ　が乗算回路（９１Ａ）、　（９１Ｂ）　　に供
給される。

そして、乗算回路（９１＾）、　（９１Ｂ）　の出力信
号がローパスフィルタ（９２Ａ）、　（９２Ｂ）　　に
供給されて不要な成分の除去されたピッ）ａｔ、ｂｔ　
　とされ、このビットａ、、ｂｌが整形回路（９３＾）
、　（９３Ｂ）を通じてレジスタ（並列／直列変換回路
’）　（９４）　　に供給されてもとの信号Ｓｅに一体
化され、この信号Ｓｅがデコーダ（６５）に供給される
。

なお、このような復調回路（６３）の復調方式は、同期
検波方式と呼ばれ、この同期検波方式によれば、再・生
誤り率の劣化が小さい。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 ところが、上述の変調回路（２４）において、信号Ｓ、
と８８　との直交関係が成立しなくなったとすると、す
なわち、例えば温度変化により移相回路（８８）の移相
量に誤差δを生じて Ｓ　ａ　＝ｓｉｎ（ωｃｔ＋δ） になったとすると、記録あるいは再生されたＱＰＳＫ信
号Ｓｑは、（ｉ）　　式に比べ Ｓ　ｑ　＝ｃｏｓ（ａ＋ｃｔ＋　ａｔ　ｙｒ）　＋５ｉ
ｎ（ωｃｔ＋　ｂｔ　ｙｒ＋δ）・・・・・・（ｉｖ） となるので、復調されたビットａ１．ｂｌ　　は、ａｌ
　＝　’ｙＡ　０（ｃｏｓ（ａ、　ｙｒ）　−５ｉｎ（
−ｂ、　ｒｒ−δ））・・・・・・（ｖ） ｂに各・　（ｃｏｓ（ｂ＋π十δ）） となる。

そして、（Ｖ）式の第２項は、ビットａ、においてノイ
ズとなり、アイパターンの開口率が小さくなってエラー
レイトが悪化することを示している。

また、再生時においても、信号Ｓ、とＳ−との直交関係
が成立しなくなれば、復調過程はさらに複雑になり、ア
イパターンの開口率がより小さくなってエラーレイトは
一層悪化する。

さらに、変調回路（２４）において、 ■　ビットａ、とｂＩ　　との振幅差 ■　乗算回路（８３Ａ）、　（８３Ｂ）　の出力のレベ
ル差■　加算回路（８４）のピッ）ａｔ、ｂｔ　　に対
する非対称性 などがあると、ＱＰＳＫ信号Ｓｑは、 Ｓ　ｑ　＝　Ｕｃｏｓ（ａ＋ｃｔ＋　ａｔ　ｆｆ）　＋
Ｖ（ｓｉｎωｃｔ＋　ｂｔ　π）＝　Ａｃｏｓ（ωｃｔ
−β）　　　　　　　−−−・・・（ｖｉ）となって信
号Ｓｑに移相誤差βを生じ、この結果、やはり再生時の
エラーレイトが悪化する。

また、０〜０項の問題がなくても、例えば、ビットａｉ
　の最小時間幅のときと、最大時間幅のときとで、フィ
ルタ（８２＾）から出力されるビットａｉの振幅は変化
するので、やはりエラーレイトの悪化を生じてしまう。

さらに、記録時あるいは再生時のジッタによってもピッ
）ａｌ、ｂｉ　の位相が変動するので、やはりエラーレ
イトが悪化してしまう。

この発明は、以上のような問題点を解決しようとするも
のである。

Ｅ　課題を解決するための手段 上述のように位を目誤差δを有する信号ＳｑＳ　ｑ　＝
ｃｏｓ（ａ＋ｃｔ＋　ａｉ　π）＋５ｉｎ（ωｃｔ＋ｂ
ｔπ十δ）　　　・−・−・（ｉｖ）からピッ）ａ、、
ｂ、を復調するとき、その復調用のキャリア信号Ｓｔ、
Ｓａ　が Ｓ　ｔ　＝ｃｏｓ　（ａ＋ｃｔ＋ψ）　　　　　　　　
　−−−−−−（ｖｊ）Ｓａ＝Ｓ＋口（ωｃｔ＋ψ十〇
）・・・・・・（ｖｉｉ）であるとすると、復調された
ビットａｌ、ｂ、　　は、次のようになる。

ａ１＝’ｙＡ°　（ｃｏｓ（ａｄπ−ψ）−ｓｉｎ（−
ｂ、π−δ＋ψ）） ・・・・・・（ｉｘ） ｂＩ−′Ａ・　（ｃｏｓ（ｂｔπ＋δ−ψ−θ）−ｓｉ
ｎ（ａ　、π−ψ−θ）　　・・・・・・（ｘ）したが
って、（ｖｉ）、（ｖｉ）式において、ψ＝−θ＝δ　
　　　　　　　　　・・・・・・（ｘｉ）とすれば、（
ｉｘ）、（ｘ）　　式は ａ＋＝Ｚ　０ｃｏｓ（ａｌπ−δ） ｂ＋＝各・ｃｏｓ（ｂ＋π＋δ） となり、これは、変調時、キャリア信号Ｓ、に位相誤差
δがあっても、この位相誤差δが（ｖ）　式におけるよ
うなノイズとなってエラーレイトの悪化を招くことがな
いことを示している。すなわち、（ｘｉ）　　式が成立
するとき、エラーレイトは最小となる。

そこで、この発明においては、デコーダ（６５）におけ
るエラーレイトが最小となるように、再生系のキャリア
信号Ｓｔ、Ｓｅ　の位相を制御するものである。

Ｆ　作用 記録時に位相誤差を生じていても、これをカバーするよ
うに位相補償が行われてＱＰＳＫ信号の復調が行われる
。

Ｇ　実施例 Ｇ＋　第１の実施例 第１図において、アンプ（６２）からのＱＰＳＫ信号Ｓ
ｑが、４逓倍回路に供給されて信号Ｓｑの４倍のキャリ
ア周波数の交番信号Ｓ１　　とされ、この信号ＳＩ　が
位相比較回路（１２１）　　に供給される。

この比較回路（１２１）　　は、回路（１２２）、　（
１２３）　　とともにＰ　Ｌ　Ｌ　（１０２）　　を構
成しているもので、ＶＣＯ（１２３）から信号Ｓｑの４
倍の自走周波数の発振信号Ｓ２が取り出され、この信号
Ｓ２が比較回路（１２１）　　に供給されて信号Ｓｔ　
と位相比較され、その比較出力がローパスフィルタ（１
２２）　　を通じてＶＣＯ（１２３）　　にその制御信
号として供給される。したがって、信号Ｓ、は信号Ｓ１
　に同期した信号となる。

そして、この信号Ｓ２が分周回路（１０３）　　に供給
されて１／４の周波数、すなわち、信号Ｓｑと周波数が
等しく、位相が一定の交番信号Ｓ、とされ、この信号Ｓ
３　が、可変移相回路（１０７）　　を通じてＱＰＳＫ
復調回路（６３）にキャリア信号Ｓ、として供給される
。さらに、信号Ｓ、が、移相回路（１０５）において９
０°移相されてから可変移相回路（１０８）を通じて復
調回路（６３）にキャリア信号Ｓ６　として供給される
。

また、デコーダ（６５）・において、信号Ｓｅから信号
Ｓｐをデコードするとき、そのエラーレイトＥｉを検出
したデジタル信号Ｓｄが取り出され、この信号Ｓｄがマ
イクロコンピュータ（１１１）　　に供給され、マイコ
ン（１１１）　　において例えば第２図のルーチン（２
００）が実行されて制御電圧Ｖｔ、Ｖｓが出力され、こ
の電圧Ｖｔ、ＶｓがＤ／Ａコンバータ（１１７）、　（
１１８）　　によりアナログ電圧とされてから移相回路
（１０７）、　（１０８）　　にその制御信号として供
給される。

したがって、信号Ｓｔ、Ｓｓ　の位相は、電圧Ｖｔ。

ｖ６に対応した大きさとなり、そのような信号Ｓ、。

Ｓ、により、復調回路（６３）において信号Ｓｑから信
号Ｓｅが復調される。

そして、上述のように、（ＸＩ）　式が成立するとき、
エラーレイトが最小になるので丸ルーチン（２００）　
　は、第３図及び第４図に示すように、いわゆる山登り
法により、キャリア信号Ｓｔ、Ｓ、の位相を適正値に制
御するものである。

すなわち、ルーチン（２００）　　において、マイコン
（１１１）　　の処理はステップ（２０１）　　からス
タートし、続くステップ（２０２）　　において電圧Ｖ
１が初期値Ｖ。

にセットされ、次にステップ（２０３）　　において信
号ＳｄによりＶｔ＝Ｖｏ　のときのエラーレイトＥ。

が検出され、続いてステップ（２０４）　　においてル
ープカウンタＮが「０」にリセットされる。

次に、ステップ（２１１）　　においてカウンタＮが「
１」だけインクリメントされ、続いてステップ（２１２
）　　において電圧Ｖ７　が所定量ΔＶだけ大きくされ
、次にステップ（２１３）　　においてこのときのエラ
ーレイトＥ１　が検出され、続いてステップ（２１４）
において、Ｅｌ　＞　Ｅｏであるかどうかがチエツクさ
れる。

そして、今、ステップ（２０２）、　（２０３）　が実
行されたとき、電圧ｖｔ（＝ｖｏ）及びエラーレイトＥ
ｉ（＝Ｅ１１）の座標が、第３図の点Ｐ０であったとす
れば、現在の座標は点Ｐ１　であり、Ｅｌ＜Ｅｏ　であ
る。

そして、Ｅｌ＜Ｅ。であれば、処理はステップ（２１４
）　　からステップ（２１５）　　に進み、このステッ
プ（２１５）　　においてＥ、＝Ｅ、　　とされ、次に
処理はステップ（２１１）　　に戻る。したがって、以
後、ステップ（２１１）〜（２１５＞　が繰り返され、
第３図の場合であれば、電圧Ｖ、及びエラーレイトＥｉ
の座標は、点Ｐ１→点Ｐ２→点Ｐ、と移動していく。

そして、Ｅｌ＞Ｅｏ　になると、すなわち、第３図の場
合であれば、点Ｐ、まで移動してＥ　ｌ＞　Ｅａになる
と、これがステップ（２１４）　　で判別され、処理は
ステップ（２１４）　からステップ（２１６）　　に進
み、このステップ（２１６）　　において電圧Ｖ、は値
ΔＶだけ小さ（される。したがって、第３図の場合であ
れば、電圧Ｖ７及びエラーレイトＥｉの座標は、点Ｐ、
から点Ｐ２に戻ったことになり、このとき、エラーレイ
トＥｉは最小ないし最小に近い値となっている。

続いて、処理はステップ（２２１）　　に進み、このス
テップ（２２１）　　においてＮ２２であるかどうかが
チエツクされ、今の場合は、Ｎ２２なので、処理はステ
ップ（２２１）　　からステップ（２２７）　　に進ん
で電圧Ｖ、についての処理を終了する（ステップ（２２
７）は非実行ステップ） そして、次にステップ（２３０）　　において、電圧Ｖ
８について電圧ｖ１　と同様の処理が行われ、ステップ
（２４１）　　によりこのルーチン（２００）　　を終
了する。

したがって、このとき、電圧Ｖｔ、Ｖａ　により信号Ｓ
ｔ、Ｓｓの位相が制御されてデコーダ（６５）における
エラーレイトＥｉは最小とされている。

一方、ステップ（２０２）、　（２０３）　　が実行さ
れたとき、電圧ｖｔ（＝ｖｏ）及びエラーレイトＥｉ（
＝Ｅｏ）（Ｄ座標が、第４図の点Ｐ０のであったとすれ
ば、ステップ（２１４）　　が初めて実行されたときの
座標は点Ｐ、であり、Ｅｌ＞Ｅｏである。

したがって、この場合には、処理はステップ（２１４）
　　からステップ（２１６）　　に進み、ステップ（２
１５）は実行されない。また、ステップ（２１６）　　
により電圧Ｖ、は値ΔＶだけ小さくされてＶ、＝Ｖ、と
なるので、座標は点Ｐ０　に戻っている。さらに、Ｎ＝
１である。

そして、次にステップ（２２１）　でＮ≧２であるかど
うかがチエツクされるが、今の場合は、Ｎ＝１なので、
処理はステップ（２２１）　　からステップ（２２２）
に進み、このステップ（２２２）　　において電圧Ｖ、
（＝ＶＯ）は値ΔＶだけ小さくされ、次にステップ（２
２３＞においてこのときのエラーレイトＥ、が検出され
、続いてステップ（２２４）　　において、Ｅｘ＞Ｅｏ
　であるかどうかがチエツクされる。

そして、今の場合、ステップ（２２２）、　（２２３）
　　により、座標は点Ｐ。から点Ｐ２　に移動している
が、第４図の場合には、点Ｐ２ではＥ　２　＜　Ｅ。で
ある。

そして、Ｅ２　＜　Ｅｏ　であれば、処理はステップ（
２２４）　　からステップ（２２５）　　に進み、この
ステップ（２２５）　　においてＥ、＝Ｅ２　とされ、
次に処理はステップ（２２２）　　に戻る。したがって
、以後、ステップ（２２２）〜（２２５）が繰り返され
、第４図の場合であれば、電圧Ｖ７　及びエラーレイト
Ｅｉの座標は、点Ｐ２→点Ｐｓ→点Ｐ４　と移動してい
く。

そして、Ｅ２＞ＥＯになると、すなわち、第４図の場合
であれば、点Ｐ４　まで移動してＥ２　＞　Ｅ。

になると、これがステップ（２２４）　　で判別され、
処理はステップ（２２４）　からステップ（２２６）　
　に進み、このステップ（２２６）　　において電圧Ｖ
７　は値ΔＶだけ大きくされる。したがって、第４図の
場合であれば、電圧Ｖ７　及びエラーレイトＥｉの座標
は、点Ｐ、から点Ｐ、に戻ったことになり、このとき、
エラーレイトＥｉは最小ないし最小に近い値となってい
る。

そして、以後、処理はステップ（２２７）、　（２３０
）　　を通じてステップ（２４１）　　に進み、このル
ーチン（２００）を終了する。

したがって、このとき、電圧Ｖ、、　Ｖ、により信号Ｓ
ｖ、Ｓｓの位相が制御されてデコーダ（６５）における
エラーレイトＥｉは最小とされている。

なお、ステップ（２０２＞、　（２０３）　　が実行さ
れたとき、座標が第３図の点Ｐ２であったとすれば、ス
テップ（２２１）　　においてはＮ＝１なので、処理は
ステップ（２２１）　　からステップ（２２２＞　　に
進むが、ステップ（２２２）、　（２２６）　　がそれ
ぞれ１回ずつ実行されるだけであり、問題はない。

以上のようにしてテープ（５）上のＱＰＳＫ信号Ｓｑか
らオーディオ信号が再生されるが、この場合、この発明
によれば、キャリア信号Ｓｖ、Ｓｓ　によりＱＰＳＫ信
号ＳｑからＰＣＭ信号Ｓｅを復調するとき、デコーダ（
６５）におけるエラーレイトが最小となるように、キャ
リア信号Ｓ７．Ｓｓ　の位相を制御しているので、記録
時、ＰＣＭ信号ＳｅをＱＰＳＫ信号Ｓｑに変換するキャ
リア信号Ｓ、、Ｓ。

に位相誤差があっても、エラ−レトの最小なＰＣＭ信号
Ｓｐからオーディオ信号を得ることができる。

Ｇ、他の実施例 第５図は、移相回路（１０７）　（及び（１１８））の
具体例を示し、Ｃ−Ｅ分割のトランジスタＱ、　のベー
スに信号Ｓ３（または９０°移相された信号）が供給さ
れてそのコレクタ及びエミッタから互いに逆層の信号＋
Ｓ、が取り出されるとともに、そのコレクタ・エミッタ
間に、移相用として、可変容量ダイオードＤ、　　と、
コンデンサＣＩ　と、コイルし、と、抵抗器Ｒ，とが直
列接続され、素子り、、Ｒ，の接続中点にエミッタフォ
ロワのトランジスタＱ２　のベースが接続される。

そして、コンバータ（１１７）（または（１１８））か
らの電圧Ｖｔ（またはＶ、）がダイオードＤ１　　に供
給される。

したがって、トランジスタＱ２　のエミッタからは電圧
Ｖｔ（またはＶＳ）にしたがった位相のキャリア信号Ｓ
１（またはＳｓ）が取り出される。

なお、上述において、ステップ（２０４）、　（２１１
＞。

（２２１）　　は設けなくてもよい。また、ＰＣＭ信号
化されて記録再生されるオーディオ信号はステレオ信号
でもよく、この場合には、コンバータ（２２）。

（６６）において、チャンネルの一本化あるいは分離を
行うことができる。また、ＦＭ信号化されて記録再生さ
れるオーディオ信号についてもステレオ化が可能である
。

さらに、ＱＰＳＫ信号には、ＱＤＰＳＫ信号。

０−ＱＤＰＳＫ信号などを含む。

（１１）〜（３８）は記録系、（４１）〜（７７）は再
生系、（１０７）。

（１０８）　　は可変移相回路である。

Ｈ発明の効果 この発明によれば、キャリア信号Ｓｔ、Ｓｓ　によりＱ
ＰＳＫ信号ＳｑからＰＣＭ信号Ｓｅを復調するとき、デ
コーダ（６５）におけるエラーレイトが最小となるよう
に、キャリア信号Ｓｔ、Ｓｓの位相を制御しているので
、記録時、ＰＣＭ信号ＳｅをＱＰＳＫ信号Ｓｑに変換す
るキャリア信号Ｓｔ、Ｓ口に位相誤差があっても、エラ
−レトの最小なＰＣＭ信号Ｓｐからオーディオ信号を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一例の系統図、第２図〜第１２図は
その説明のための図である。 （１人）〜（３Ｂ）は回転磁気ヘッド、（５）は磁気テ
ープ、一部の口踏閏 第５図 記録系の口跡図 第６図 ＩＡ ２＾ Ａ ａ面凹 第１０１ 第１２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 オーディオ信号がＰＣＭ信号に変換され、 このＰＣＭ信号がＱＰＳＫ信号に変換され、このＱＰＳ
   Ｋ信号が、磁性層の深層側に記録され、 輝度信号がＦＭ信号に変換され、 このＦＭ信号が上記磁性層の表層側に記録されている磁
   気テープから上記オーディオ信号及び上記輝度信号の再
   生を行うＶＴＲにおいて、 上記磁気テープから上記ＱＰＳＫ信号を再生し、この再
   生したＱＰＳＫ信号を復調回路に供給して上記ＰＣＭ信
   号を復調し、 この復調したＰＣＭ信号をデコーダに供給してエラー訂
   正及びエラー修正の行われたデジタル信号をデコードし
   、 このデジタル信号をＤ／Ａコンバータに供給して上記オ
   ーディオ信号を取り出すとともに、上記ＱＰＳＫ信号か
   らそのキャリア周波数に等しい周波数の交番信号を形成
   し、 この交番信号を、可変移相回路を通じて上記復調回路に
   その復調用のキャリア信号として供給し、上記デコーダ
   においてエラーレイトを検出し、この検出出力に基づい
   て上記可変移相回路の移相量を、上記デコーダにおける
   エラーレイトが最小ないし最小に近い値となるように制
   御するようにしたＶＴＲ。