JPH02222296A - ビーム電流検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、カラー受像管の白バランス調整等に好適な
、ビーム電流検出回路に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、カラー受像機において、受像管のカットオ
フ状態と基準電圧供給状態とで、ＡＢＬ用検出抵抗器の
電圧降下をそれぞれデジタル化し、デジタル化された双
方の電圧降下の差分を演算することにより、受像管の周
辺回路に何ら手を加えることな（、基準電圧供給状態で
の受像管のビーム電流を高精度で検出することができる
ようにしたものである。

〔従来の技術〕

周知のように、カラー受像機では、受像管のＲ２Ｏ，Ｂ
の各蛍光体を所定の比率で発光させるために、白バラン
ス調整が行なわれる。

一般的に、受像管のＲ，Ｇ、Ｂの各電子銃の電圧−電流
特性（γ）及びカットオフ電圧にバラツキがあるため、
入力信号の黒レベルを各電子銃のカットオフ電圧に一致
（レベルシフト）させるバックグランド調整と、各電子
銃に印加される信号電圧の振幅を調整するドライブ調整
とが必要である０両者は相互に影響し合うので２〜３回
交互に繰返される。

上述の白バランスは、本来、光学的に調整されるべきも
のであるが、カラー受像管の各蛍光体の発光出力が各電
子銃のビーム電流にほぼ比例するため、従来、製造工程
等では第３図または第４図に示すようなビーム電流検出
回路を用いて、Ｒ２Ｇ、Ｂのビーム電流をそれぞれの所
定値に調整することにより、比較的簡便に白バランスを
合わせていた。

第３図の従来例では、カラー受像管（１）のカソード（
２Ｒ）とアースとの間に抵抗器（６）が接続され、例え
ば２０ｋＶの高圧ＨＶがアノード（３）に供給される。

出力直流増幅器（ｌＯ）を介して、所定極性の映像信号
が第１グリツド（４）に供給され、第４グリツド（５）
にフォーカス電圧ＦＶが供給される。

半固定抵抗器（１１）は増幅器（１０）の利得調整用、
即ちドライブ調整用であり、半固定抵抗器（１２）は増
幅器（１０）の出力をレベルシフトするバックグランド
調整用である。

なお、受像管（１）のカソード（２Ｇ）及び（２Ｂ）に
も同様に抵抗器が接続されるが、簡単のために、その図
示は省略する。

この第３図の例では、カソード（２Ｒ）のビーム電流■
、は、抵抗器（６）の両端に生ずる電圧’Ｖ６＝Ｉｂ・
Ｒ８として検出される。

第４図の従来例では、映像信号が出力トランジスタ（１
３）のベースに供給される。トランジスタ（１３）のコ
レクタは、第１グリツド（４）が接地された受像管（１
）のカソード（２Ｒ）に接続されると共に、負荷として
の定電流源（１４）を介して、電源ＶＣＣに接続される
。トランジスタ（１３）のエミッタとアースとの間に例
えば数百オームの抵抗器（１５）が接続される。（１６
）はサンプルホールド回路であって、トランジスタ（１
３）のエミッタに接続され、適宜のタイミングのサンプ
リングパルスＰ！ｌＩが供給される。

なお、受像管（１）のカソード（２Ｇ）及び（２Ｂ）に
も同様に出力トランジスタ等が接続されるが、簡単のた
めに、その図示は省略する。

第４図の従来例では、抵抗器（１５）の両端に生ずる電
圧はＶ　＋ｓ＝　Ｒ＋ｓ　（’ゎ＋Ｉ　、、）となるが
、１１４は既知であるから、この電圧Ｖ＋Ｓのサンプリ
ングによって所望のタイミングのビーム電流Ｉ、を検知
することができる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、前述のような従来のビーム電流検出回路では
、受像管のカットオフ近傍の微小なビーム電流を高精度
で検出することが困難であるという問題があった。

即ち、ビーム電流が微小になると、所要の精度を満足さ
せるためには、受像管（１）のカソードまたは出力トラ
ンジスタ（Ｉ３）のエミッタに接続される抵抗器（６）
または（１５）の抵抗値Ｒ６またはＲＩ％を大きくする
ことが必要になる。

しかしながら、第３図例では、Ｒ６が大きくなると、白
ピークレベルの場合のＩ、・Ｒ６が・大きくなって、ド
ライブ信号が減殺されてしまう。

また、第４図例ではＲＩ％が大きくなると、浮遊容量の
影響によって、映像信号の高域成分の減衰が増大し、再
生画像の精細度が損はれる。

ところで、本出願人は、特公昭６３−１７２７１号（特
願昭５５−６６６７号）において、 スイッチの切り換えにより受像管に与えるべき基準電圧
を得る回路と、この基準電圧が与えられるべき期間で漸
次変化する電圧を発生させる回路と、基準電圧と漸次変
化する電圧を演算してその演算電圧を受像管に与える回
路と、基準電圧が与えられるべき期間での受像管の信号
を検出する回路と、この受像管の信号が設定値になった
とき漸次変化する電圧の変化を停止させるとともにスイ
ッチの切り換えにより基準電圧に代えて映像信号電圧を
取り出す回路とからなる受像管の自動輝度調整装置。

を提案している。

この装置は、例えば第５図に示すように、カラー受像管
（１）のカソード（２Ｒ）が対の出力トランジスタ（２
１）及び（２２）によりドライブされる。トランジスタ
（２１）及び（２２）の両ベースは、バックグランド調
整用の減算器（２３）及びドライブ調整用の乗算器（２
４）を介して、入力端子に接続される。

バックグランド調整時、この入力端子には、ペデスタル
レベルの基準電圧が供給され、ドライブ調整時には白ピ
ークレベルの狭いパルスが、例えば１ラインに数個の割
合で供給される。トランジスタ（２２）のコレクタは、
スイッチ（２６）により、直接に接地されるか、定電流
源（２７）または（２８）を介して接地される。定電流
源（２７）及び（２８）はそれぞれバックグランド調整
時及びドライブ調整時のビーム電流検出用であって、そ
の電流量は通常サイズの受像管で、例えば Ｉ　ｚｑ＝　５０ｎＡ、　　Ｉ　ｚｓ＝　２００μＡに
設定される。

信号発生器（３１）からの第６図Ａに示すような鋸歯状
波■が、Ａ−Ｄ変換器（３２）を介してメモリ（３３）
に供給されると共に、切換スイッチ（３５）のＸ側固定
接点に供給され、メモリ（３３）の出力がＤ−Ａ変換器
（３４）を介してスイッチ（３５）のＹ側面定接点に供
給され、スイッチ（３５）の出力が減算器（２３）に供
給される。

同様に、この鋸歯状波■が、Ａ−Ｄ変換器（３６）を介
してメモリ（３７）に供給されると共に、切換スイッチ
（３９）のＸ側固定接点に供給され、メモリ（３７）の
出力がＤ−Ａ変換器（３８）を介してスイッチ（３９）
のＹ側面定接点に供給され、スイッチ（３９）の出力が
乗算器（２４）に供給される。

制御回路（４０）は各スイッチ（２６）　、　（３５）
　、　（３９）を制御すると共に、ビーム電流を検出し
てメモリ（３３）及び（３７）を制御する。

バックグランド調整開始時点ｔ０で、スイッチ（２６）
　、　（３５）　、　（３９）は図示の接続状態にあり
、乗算器（２４）にはメモリ（３７）から読み出された
データに基く所定レベルの電圧が供給されて、入力端子
のペデスタルレベルの基準電圧に対応する一定電圧が減
算器（２３）に供給される。

減算器（２３）に信号発生器（３１）からの鋸歯状波■
が供給されると、第６図Ｂに示すように、減算器（２３
）の出力電圧■は一定の傾きで低下する。この電圧■が
出力トランジスタ（２１）及び（２２）を介して供給さ
れて、受像管（１）のカソード（２Ｒ）の電位も一定の
傾きで低下する。

カソード（２Ｒ）の電位が下降する過程で、受像管（１
）にビーム電流が流れ始める。ｔ１時点でこのビーム電
流が定電流源（２７）の設定値Ｉ２．を越えると、これ
を検出した制御回路（４０）からメモリ（３３）に書き
込みパルスが供給される。このメモリ（３３）には、第
６図Ｃに示すようなＡ−Ｄ変換器（３２）からのデジタ
ル信号◎が供給されており、ｔ１時点のデジタル信号が
メモリ（３３）に書き込まれる。

同時に、スイッチ（３５）が破線で示した状態に切り換
えられ、メモリ（３３）から読み出されたデジタル信号
がＤ−Ａ変換器（３４）で一定レベルの電圧に変換され
て減算器（２３）に供給される。従って、ｔ１時点以降
、減算器（２３）の出力電圧■は所定値に保持されて、
バックグランド調整は終了する。

同様にして、Ａ−Ｄ変換器（３６）〜スイッチ（３９）
と定電流源（２８）とを用いて、乗算器（２４）の利得
調整、即ちドライブ調整を行なうことができる。

上述の自動輝度調整装置は、自動調整の所要時間が短か
く、安定であり、ＩＣ化にも適している。

しかしながら、ビーム電流検出のためには、切換スイッ
チを介して、各出力増幅トランジスタ対に１対の定電流
源を接続することが必要であり、カラー受像機に組込ま
れた受像管には直ちに適用することができない。

かかる点に鑑み、この発明の目的は、カラー受像管の周
辺回路に手を加える必要がなく、検出精度が高いビーム
電流検出回路を提供するところにある。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は、カラー受像管（１）に高電圧ＨＶを供給す
る高圧電源回路（５２）の帰路側に介挿された抵抗器（
５４）と、この抵抗器の両端間に発生する電位差をデジ
タル化するＡ−Ｄ変換器（６３）と、デジタル化された
電位差を検出するデジタル検出手段（６１）とを備え、
カラー受像管のカットオフ状態と基準電圧供給状態との
間のデジタル化された電位差の変化分に基いて、基準電
圧供給状態におけるカラー受像管のビーム電流Ｉ、を検
出するようにしたビーム電流検出回路である。

〔作用〕

かかる本発明によれば、基準信号供給状態におけるカラ
ー受像管のビーム電流が高精度で検出される。

〔実施例〕

以下、第１図を参照しながら、この発明によるビーム電
流検出回路の一実施例について説明する。

この発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第３図に対応する部分には同一の符号を
付ける。

第１図において、２個の電圧源（７）及び（８）が直列
に接続されて、白ピークレベル及びペデスタルレベルの
基準電圧が設定され、切換スイッチ（９）を介して、両
基準電圧とアース電位とが択一的に出力増幅器（１０）
に供給される。

（５１）は高圧駆動回路、（５２）は高圧電源回路（フ
ライバックトランス）であって、一方の２次巻線（５３
ａ）の一端から、例えば１％以内のレギュレーションで
高電圧ＨＶが受像管（１）のアノード（３）に供給され
、直列に接続された他方の２次巻線（５３ｂ）の他端が
抵抗器（５４）を介してアースに接続される。

この抵抗器（５４）は受像管（１）のビーム電流が過大
になるのを防止する自動輝度制限（ＡＢＬ）のためのも
ので、その抵抗値Ｒ％４は例えば１０にΩに設定され、
抵抗器（５４）の両端間に生ずる電位差ＶＳ４がＡＢＬ
回路（５５）を介して高圧駆動回路（５１）に帰還され
る。

高圧電源回路（５２）の中間電圧が、可変抵抗器（５６
）で適宜に分圧されて、受像管（１）の第４グリツド（
５）に供給される。

（６１）はマイクロプロセッサであって、抵抗器（５４
）に発生する電位差ＶＳ４が、垂直周波数ｆｖを遮断す
る低域フィルタ（６２）と、適宜の分解能のＡ−Ｄ変換
器（６３）とを介して供給され、出力増幅器（１０）と
共通に、切換スイッチ（９）の出力が供給される。プロ
セッサ（６１）とメモリ（６４）との間でデータの授受
が行なわれ、プロセッサ（６１）の出力は、図示を省略
した自動調整装置等に供給される。

なお、第１図の実施例でも、簡単のために、受像管（１
）のカソード（２Ｇ）及び（２Ｂ）に接続される出力増
幅器等の図示を省略する。

第１図の実施例の動作は次のとおりである。

■　まず、スイッチ（９）が破線で示した接続状態に切
り換えられて、受像管（１）のカソード（２Ｒ）が無信
号状態となる。このとき、カソード（２Ｇ）及び（２Ｂ
）も無信号状態とされて、受像管（１）は完全にカット
オフ状態にされる。

■　このカットオフ状態でも、フォーカス用の可変抵抗
器（５６）には、例えば５０μＡの電流Ｉ、が流れるが
、この電流■、は抵抗器（５４）を通って流れる。

なお、本出願人の製造する受像管では、内蔵の高抵抗分
圧器（図示を省略）により、高圧ＨＶよりも例えば１割
弱低いコンバーゼンス電圧を得ているものがあるが、こ
の分圧器の電流■うち抵抗器（５４）を通って流れる。

■　上述の電流１ｒ及びＩ４等により、受像管（１）の
カットオフ状態で抵抗器（５４）の両端間にはＶｃｏ−
Ｒ５４（Ｉ　ｒ　＋　Ｉａ　）−−−・−・（１）なる
電位差が発生する。

■　次に、スイッチ（９）を実線で示した接続状態に切
り換えて、ペデスタルレベルの第１の基準電圧■、が出
力増幅器（１０）に供給されて、受像管（１）のカソー
ド（２Ｒ）に例えば５０ｎ　Ａのビーム電流！１．が流
れる。

■　このビーム電流１ｂｐが加わって、第１の基準電圧
供給状態で、抵抗器（５４）に生じる電位差は次の（２
）式のようになる。

■□＝　Ｒｓａ　（Ｉ　ｔ　＋　Ｉ　ａ　＋　Ｉ　ｂｐ
）”ＶＣＯ＋Ｒ５４’　Ｉｂｐ　”””　　（２）■　
（１）式及び（２）式で示される抵抗器（５４）の電圧
降下Ｖ　ｃ　ｏ及びｖｌＧは、Ａ−Ｄ変換器（６３）　
ニよりデジタル化されて、プロセッサ（６１）に取り込
まれ、Ｉｂｐ＝（ＶｓＧＶＣＯ）／Ｒ５４””　　（３
）の演算が行なわれて、ペデスタルレベルに対応する、
カソード（２Ｒ）のビーム電流■。が検出される。

前述のように、Ｒ８，＝１０にΩ、１　ｂ−＝　５０ｎ
Ａとすれば、Ｒｓａ　・Ｉ　ｂｐ＝Ｖｍｓ　　Ｖｃｏ＝
　５００μＶとなり、高精度の検出が容易である。

■　以下、同様にして、他のカソード（２Ｇ）及び（２
Ｂ）のペデスタルレベルに対応するビーム電流の検出が
行われる。

■　更に、スイッチ（９）の可動接点をＤＶ側固定接点
に切り換えて、白ピークレベルの第２の基準電圧（Ｖ　
？　＋　Ｖ　ｅ　）を出力増幅器（１０）に供給し、上
述と同様にして、白ピークレベルに対応する例えば２０
０ｕＡのビーム電流１ｂｗも高精度で検出される。

第１図の実施例では、ＡＢＬ用の抵抗器（５４）を利用
したので、出力増幅器（１０）等、受像管（１）の周辺
回路に何ら手を加えることなく、基準信号を切り換える
だてけで、Ａ−Ｄ変換器の使用と相俟って各ビーム電流
を高精度で検出することができる。

また、マイクロプロセッサ（６１）の使用により、検出
データの演算、記憶、転送等が簡単に行えるので、自動
計測や自動調整に好適である。

次に、第２図を参照しながら、この発明によるビーム電
流検出回路の他の実施例について説明する。

この発明の他の実施例の要部の構成を第２図に示す。こ
の第２図において、前出第１図に対応する部分には同一
の符号を付ける。

第２図において、（６５）は利得制御増幅器であって、
その非反転入力端子には、低域フィルタ（６２）を介し
て、抵抗器（５４）の電圧降下が供給され、反転入力端
子には、Ｄ−Ａ変換器（６６）を介して、プロセッサ（
６１）の出力が供給される。増幅器（６５）の出力がＡ
−Ｄ変換器（６３）を介してプロセッサ（６１）に供給
され、プロセッサから利得制御信号が増幅器（６５）に
供給される。

図示を省略するが、その余の構成は前出第１図と同様で
ある。

第１図の実施例において、ペデスタルレベル及び白ピー
クレベルにそれぞれ対応する第１及び第２の基準信号が
受像管（１）のカソード（２Ｒ）に供給されるとき、ビ
ーム電流Ｉｂｐ及びＩｂｗは例えば５０ｎ　Ａ及び２０
０μＡであって、その比は１：４０００に達する。

そこで、第２図の実施例では、概ね前述の手順■〜■と
同様にビーム電流の検出を行うが、白ピークレベルに対
応する大きなビーム電流１ｂｗの検出時には、増幅器（
６５）の利得を例えばＧ。＝１とし、ペデスタルレベル
に対応する微小なビーム電流ｒｂｐの検出時には、増幅
器（６５）の利得を例えばＧ　、　−５００として、微
小電流の検出精度を向上させると共に、増幅器（６５）
及びＡ−Ｄ変換器（６４）のダイナミックレンジを妥当
な範囲に収めている。

また、増幅器（６５）の反転入力端子を、Ｄ−Ａ変換器
（６６）を介して、プロセッサ（６１）の出力でオフセ
ットしているため、抵抗器（５４）の電圧降下のうち、
前出（１）式相当分を任意に相殺することができ、ブリ
ーダ電流の変動を自動的に補償することができる。

〔発明の効果〕

以上詳述のように、この発明によれば、カラー受像機に
おいて、受像管のカットオフ状態と基準電圧供給状態と
で、ＡＢＬ用検出抵抗器の電圧降下をそれぞれデジタル
化し、デジタル化された双方の電圧降下の差分を演算す
るようにしたので、受像管の周辺回路に何ら手を加える
ことなく、基準電圧供給状態での受像管のビーム電流を
高精度で検出することができるビーム電流検出回路が得
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明によるビーム電流検出回路の一実施例
の構成を示すブロック図、第２図はこの発明の他の実施
例の要部の構成を示すブロック図、第３図及び第４図は
それぞれ従来のビーム電流検出回路の構成例を示すブロ
ック図、第５図は従来の自動輝度調整装置の構成例を示
すブロック図、第６図は第５図例の動作を説明するため
のタイムチャートである。 （１）はカラー受像管、（１０）は出力増幅器、（５２
）は高圧電源回路、（５４）はＡＢＬ用抵抗器、（６１
）はマイクロプロセッサ （デジタル検出手段） （６３）は Ａ−Ｄ変換器である。 代 理 人 松 隈 秀 盛 第２図 第３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 カラー受像管に高電圧を供給する高圧電源回路の帰路側
   に介挿された抵抗器と、 この抵抗器の両端間に発生する電位差をデジタル化する
   Ａ−Ｄ変換器と、 上記デジタル化された電位差を検出するデジタル検出手
   段とを備え、 上記カラー受像管のカットオフ状態と基準電圧供給状態
   との間の上記デジタル化された電位差の変化分に基いて
   、 上記基準電圧供給状態における上記カラー受像管のビー
   ム電流を検出するようにしたことを特徴とするビーム電
   流検出回路。