JPH02223384A

JPH02223384A - 共振型インバータ

Info

Publication number: JPH02223384A
Application number: JP1042703A
Authority: JP
Inventors: Motoharu Kitamura; 北村　元治
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-02-21
Filing date: 1989-02-21
Publication date: 1990-09-05

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野〕本発明は、直流電流をスイッチングするとともに共振回
路を介した後、直流に変換して負荷に供給する共振型イ
ンバータに係り、特に負荷変動に応じて変化させるスイ
ッチング周波数の制御に関する。

〔従来の技術〕

従来、この種の共振型インバータとして、第８図に示す
ものが知られている。

すなわち、第８図において、電ｉＳ１からの交流電流が
ダイオードブリッジＤＢとコンデンサＣ１により整流、
平滑されて、直列接続されたスイッチング索子Ｑ１、Ｑ
２に導かれている。このスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は
発振部２及びデユーティ決定部３により設定された所定
のデユーティを有するスイッチング周波数でオン、オフ
が交互に繰り返される。

コンデンサＣ６とコイルＬ１は直列共振回路を構成し、
更に該回路にはスイッチング素子Ｑ２、トランスＴ３の
１次巻線Ｔ３１が挿入されている。

そして、この共振回路は、スイッチング素子Ｑ１のオン
により電源１から電流（電力）を供給され、一方スイツ
チング素子Ｑ２のオンにより共振を行うようになされて
いる。

上記共振動作により１次コイルＴ３１に磁束が発生し、
この磁束によってトランスＴ３の２次側に交流電流が流
れ、ダイオードＤ６、Ｄ７、コンデンサＣ７、更にはチ
ョークコイルＬ２、コンデンサＣ８で整流、平滑され、
負荷５に供給される。

また、負荷５には、負荷電流を検出するための抵抗Ｒ８
が直列に接続されており、負荷電流に比例する電圧が抵
抗Ｒ９を介してオペアンプ６にフィードバックされてい
る。

ところで、第７図はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン
、オフ周波数と前記共振回路の共振利得との関係を示す
ものである。同図において、Ｇａは共振回路の利得、す
なわち共振回路に流れるエネルギーの大きさを表わす特
性曲線である。

また、ｆｗｏは共振回路の共振周波数である。

スイッチング周波数は共振周波数ｆｗｏ領域を外した低
周波側の一定範囲内で変化するようにし、これにより負
荷の多少の変動にも拘らず、急激な負荷電流の変化が生
じないように設計されている。

すなわち、例えば過負荷状態になり、負荷電流が不足し
て抵抗Ｒ９からのフィードバック電圧が低下してくると
、オペアンプ６はフォトカブラＰ１を構成するフォトト
ランジスタの電流を増大させて、発振部２の発振周波数
、すなわちスイッチング周波数を上昇させ、負荷電流を
増大させている。

一方、負荷が軽くなって上記フィードバック電圧が上昇
してくると、オペアンプ６は上記フォトトランジスタの
電流を押さえて、スイッチング周波数を降下させ、負荷
電流を低減させている。この結果、負荷の変動に応じた
適切な負荷電流が供給されることになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来の共振型インバータにおいては、スイッチング
素子のスイッチング周波数が、第７図で示すように、共
振回路の共振周波数よりも低くなるように設計されてい
るために、負荷の変動、例えば負荷が軽減し、これに応
じてスイッチング周波数が降下してくると、可聴域に入
って騒音を発する。

本発明は、上記に鑑みてなされたもので、前記共振周波
数を変更させることなく、しかも負荷の変動に応じてス
イッチング周波数が変化しても、騒音を発しないように
した共振型インバータを提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、直流電源に２個直列接続されたスイッチング
素子の一方のオン期間に電流が供給され、他方のオン期
間に形成される共振回路が共振を行い、この共振回路出
力を抽出し、整流して負荷に供給するようになされてお
り、上記負荷の変動に応じて上記スイッチング素子のス
イッチング周波数が変化すべく制御される共振型インバ
ータにおいて、上記スイッチング周波数が上記共振回路
の共振周波数よりも高く設定されているものである。

〔作用〕

本発明に係る共振型インバータによれば、負荷の変動に
応じてスイッチング素子のスイッチング周波数が変化し
ても、共振周波数以下に降下することがなく、可聴域に
は入らない。

〔実施例〕

第１図は、本発明に係る共振型インバータの一実施例を
示す回路図である。なお、図中、第８図と同一符号が付
されたものは同一物を示す。

図において、１は商用電源等の交流電源、ＤＢは上記型
［１からの交流電流を整流するダイオードブリッジ、Ｃ
１はダイオードブリッジＤＢの整流出力を平滑するコン
デンサで、Ｒ１はコンデンサＣ１への突入電流防止用抵
抗である。Ｑ、１、Ｑ２は、例えばＭＯＳトランジスタ
等のスイッチング素子で、そのスイッチング動作は破線
内に示される発振部２、デユーティ決定部３及び振り分
は部４により制御される。すなわち、発振部２はスイッ
チング素子Ｑｌ、Ｑ２のスイッチング周波数を決定し、
振り分は部４は発振部２の発振出力を互いに逆極性のス
イッチング制御パルスに振り分けて出力し、デユーティ
決定部３は上記スイッチング制御パルスのパルスデュー
ティを決定するものである。

上記発振部２の発振周波数は、抵抗Ｒ４と後述するフォ
トカプラＰ１を構成するフォトトランジスタの導電性と
による合成抵抗値と、コンデンサＣ２の容量とで定まる
時定数により決定される。

デユーティ決定部３のパルスデューティは、上記フォト
カプラＰ１を構成するフォトトランジスタの導電性によ
り決定される。また、振り分は部４からの互いに逆極性
のスイッチング制御パルスにより、スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２は交互にオン、オフを行うようになされている
。

Ｔ１、Ｔ２は上記スイッチング制御パルスの出力をスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作レベルに変換するトラン
スである。上記トランスＴ１、Ｔ２の各２次側に並列に
接続された、互いに逆極性に直列接続されるツェナーダ
イオードＤ２、Ｄ３及びＤ４、Ｄ５は過電圧に対するス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２の耐圧保護用である。また、
各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートに接続される抵
抗Ｒ２、コンデンサＣ４及び抵抗Ｒ３、コンデンサＣ５
はノイズ吸収用の積分回路である。

コンデンサＣ６とコイルＬ１は直列共振回路を構成し、
その共振周波数ｆ　ｗ　ｏは、ｆ　ｗ　ｏ　＝　１　／
　２　ｙｒ　ｆＴゴーｒ［τ−・−（１）で表わされる
。

また、この直列共振回路にはスイッチング索子Ｑ２及び
トランスＴ３の２次コイルＴ３１．も直列に挿入されて
いる。

上記直列共振回路は、以下に説明するように、スイッチ
ング素子Ｑｌ、Ｑ２のスイッチングＩＪｉ！１期の後半
において直列共振を行う。すなわち、先ず、スイッチン
グ素子Ｑ１がオンするスイッチング周期の前半期間に、
電源１側からの直流電流（電力）が該スイッチング素子
Ｑ１を介してコンデンサＣ６に流入し、蓄積される。次
くスイッチング周期の後半期間に、スイッチング索子Ｑ
２がオンし、これにより直列共振回路が形成され、コン
デンサＣ６に蓄積された電荷がコイルＬ１に、更にコン
デンサＣ６に、というように１　／　ｆ　ｗ　。

の周期で交互に振動して流れることにより共振する。

上記において、スイッチング周波数は共振周波数ｆ　ｗ
　ｏより高くなるように予め設定されている。

従って直列共振回路に流れるエネルギーは、第７図に示
すように、スイッチング周波数が降下して共振周波数ｆ
　ｗ　ｏに接近する程太き（、逆に、より上昇して共振
周波数ｆｗｏから離れる程小さくなる。

トランスＴ３は電源側と負荷側とを直流的に分離すると
ともに、上記の直列共振回路に流れるエネルギーを負荷
側に伝達するものである。該トランスＴ３の２次コイル
Ｔ３２、Ｔ３３に誘起される電圧によって生じる２次交
流電流はダイオードＤ６、Ｄ７で全波整流され、コンデ
ンサＣ７で平滑された後、更にチョークコイルＬ２及び
コンデンサＣ８で平滑されて負荷５に供給される。なお
、ダイオードＤ８はチョークコイルＬ２に蓄積されたエ
ネルギーを負荷５を介して逃がすフライホイールダイオ
ードとして機能するものである。

また、トランジスタＱ３、抵抗Ｒ１０、ツェナーダイオ
ードＤ９及びコンデンサＣＩＯからなる回路は端子Ａに
、後述のオペアンプ６の電源電圧を供給する電圧を得る
ためのものである。

Ｒ８は負荷５に直列に接続された負荷電流検出用の抵抗
で、その両端に発生する電圧は抵抗Ｒ９を介してフィー
ドバック電圧として前記オペアンプ６の非・反転入力端
子に入力される。Ｃ９はフィードバック電圧の急激な変
化を緩衝させるためのものである。

オペアンプ６は増幅率１＋　（Ｒ６／Ｒ７）の非ドのア
ノード側に接続されている。

上記オペアンプ６は、負荷が軽減してフィードバック電
圧が上昇すると、出力電圧を上昇させてへ二３ダイオー
ドに流れる電流を増加させ、フォトトランジスタの導電
率を低下させる。このため、抵抗Ｒ４との並列合成抵抗
値が減少し、時定数が小さくなって、発振部２による発
振周波数、すなわちスイッチング周波数カへ上昇する。

この結果、第７図に示すように負荷５へ供給される負荷
電流が減少することとなる。逆に、負荷５が過負荷にな
ってフィードバック電圧が低下すると、オペアに流れる
電流を減少させ、フォトトランジスタの導電率を上昇さ
せる。このため、抵抗Ｒ４との並列合成抵抗値が増加し
、時定数が大きくなって、発振部２による発振周波数、
すなわちスイッチング周波数が降下する。この結果、第
７図に示すように負荷５へ供給される負荷電流が増大す
ることとなる。

すなわち、本実施例によれば、負荷が軽減した場合、ス
イッチング周波数は上昇するので、従来のように騒音が
発生することはない。また、過負荷状態でも、スイッチ
ング周波数は共振周波数以下には降下しないように予め
設定しているので、この場合にも騒音は生じない。

次に、第２図は、別の実施例を示す回路図であり、図中
第１図と同一符号が付されているものは同一物を示す。

この実施例は、蓄電池７への充電を制御する共振型イン
バータで、該蓄電池７の充電状況に応じて、スイッチン
グ周波数と、これに加えてスイッｆ　ンク制御パルスの
パルスデューティとを変化させ、充電電流の制御を行う
ものである。

同図において、第１図に示す負荷５に代えて充電用の蓄
電池７が接続され、また満充電を検出して充電電流の切
換を制御する充電制御部８、スイッチＳＷ１　トランジ
ス２０４部分及びフォトカブラＰ２が新たに付加されて
いる。なお、Ｒ１３、Ｒ１４はトランジスタＱ４の分圧
用抵抗である。

さて、直流に変換された電源電流はスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２、直列共振回路及びトランスＴ３を経た後、整
流、平滑されて充電電流として蓄電池７に供給される。

蓄電池７が満充電に達するまでは、スイッチＳＷが開成
状態にあるために、トランジスタ０４及びフォトカブラ
Ｐ２はオフ状態にある。従って、この状態では、第１図
の回路と同様な動作が行われる。すなわち、充？ｌ１ｆ
ｕが少ない間はフィードバック電圧が高く、オペアンプ
６の出力電圧が高いために、時定数が小さくなってスイ
ッチング周波数が上昇し、比較的小電流が供給される。

そして、充電量が増加して蓄電池の端子間電圧が上昇し
て来るに従って、ブイ−ドパツク電圧が低下してオペア
ンプ６の出力電圧が低下するために、時定数が大きくな
ってスイッチング周波数が降下し、電流が次第に増大し
て来る。このような電流制御により、満充電に至るまで
充分な電流供給ができるようになされている。

その後、満充電が検出されると、充電制御部８が動作し
て、スイッチＳＷを開成状態に切換える。

このスイッチＳＷの切換えにより、後述するように、満
充電後のトリクル（細流電流による）充電が開始され、
自己放電分を補充して、満充電状態の保持が図られる。

スイッチＳＷが閉成されると、フォトカブラＰ２を構成
する鈑Ｉダイオードに端子Ａから端子Ｂを介して電流が
流れ、これによりデユーティ決定部３はスイッチング素
子Ｑｌ、Ｑ２のパルスデューティを低下させて直列共振
回路に供給するエネルギー自体を減少させる。この結果
、スイッチング周波数のみで制御する場合に比して、２
次電池７へ流入する電流を減少させることが出来る。

更に、スイッチＳＷが閉成されると、トランジスタＱ４
がオンして、オペアンプ６の増幅率は１＋（Ｒ６／　（
Ｒ７＋Ｒ１２＞）但し、（Ｒ７＋Ｒ１２＞はＲ７とＲ１２の並列合成抵抗値のように、満充電までの増幅率以上に変更される。

従って、満充電後はフィードバック電圧が低くても、オ
ペアンプ６の出力電圧は比較的高くなり、時定数を小さ
くするので、満充電までの同一のフィードバック電圧に
比べるとスイッチング周波数はより上昇したものとなる
。この結果、第７図に示すように、直列共振回路出力は
一層小さくなって、充電電流を細流電流にまで抑制する
ことが出来る。

このように、この実施例はスイッチング周波数にパルス
デューティとオペアンプの増幅率の変更を相乗的に加味
した充１５　ｆａ流の抑制制御により、スイッチング周
波数のみの制御ではその変化範囲に限度があるために好
適な細流電流を得ることが出来なかった困難を解消し、
インバータ出力の調整範囲を拡張することが出来る。

次に、第３図は、第１図又は第２図の破線で囲まれた直
列共振回路部分を一部抜き出した他の回路例を示すもの
である。同図において、トランスＴ３の１次側にはコイ
ルＴ３１と直列にコイルＬｌｌとＬ１２が接続されてい
る。第４図はトランスＴ３の構造の一例を示す断面図で
、図中４０は断面８の字状の鉄芯で、中心片４０１には
複数のコイルが巻回されている。すなわち、コイルＬｌ
ｌ、Ｌ１２は上記中心片４０１の両端に各々巻回され、
コイルＴ３１は中心片４０１の略中央位置に巻回され、
更に２次側のコイルＴ３２とＴ３３とがコイルＴ３１の
外周に同軸状に巻回されている。

コイルＴ３１によって、他のコイルを全て鎖交する磁束
φ３と、漏洩磁束φ３１とが生じ、これら両磁束はいず
れも２次コイルＴ３２とＴ３３を鎖交し、トランスＴ３
の本来の役割を果たしている。また、コイルＬｌｌとコ
イルＬ１２によって発生する磁束はそのほとんどが漏洩
磁束φ１１、φ１２となり、２次コイルＴ３２とＴ３３
を鎖交する磁束は少なくなるようにしたので、コイルＬ
１１とコイルＬ１２．の漏洩インダク゛タンスを大きく
設定出来る。コイルＬ１１、Ｌ１２をこの様に配設する
ことにより、第１図、第２図に示すコイルＬ１と等価に
取り扱うことが出来、従って、この実施例に示す構成の
トランスＴ３を用いることにより、コイルＬ１を省略す
ることが出来、部品点数の削減が図れる。

第５図は第３図同様、直列共振回路部分を一部抜き出し
た他の回路例を示すものである。

同図は、第１図、第２図に示すトランスＴ３を取り除き
、コイルＬ１とコンデンサＣ６の共振回路、及びコンデ
ンサＣ６の交流出力を全波整流するダイオードＤ６、Ｄ
７、Ｄ６１及びＤ７１から構成されるダイオードブリッ
ジを用いたものである。

コンデンサＣ６からの交流出゛力の内、コイルＬｌ側が
プラスであるときは順方向となるダイオードＤ６とＤ７
から出力され、逆にコイルＬｌ側がマイナスであるとき
は順方向となるダイオードＤ６１とＤ７１から出力され
て、負荷５あるいは蓄７ヒ池７に供給される。

第６図は第３図同様、直列共振回路部分を一部抜き出し
た他の回路例を示すものである。

同図は、第１図、第２図に示すトランスＴ３に代えて、
コイルＬ１をコイルＬｌｌとコイルＬ１２に分割すると
ともにトランスを形成し、更に、このトランスにコンデ
ンサＣ６を並列に接続して共振回路を構成したものであ
る。

コンデンサＣ６の両端に発生する交流出力はダイオード
Ｄ６、Ｄ７で交互に全波整流されて負荷側に供給される
。

すなわち、この実施例では、例えば第５図の場合のよう
に負荷が２個のダイオード、すなわちＤ６とＤ７、ある
いはＤ６１とＤ７１と直列に接続されるということがな
く、１個のダイオード、Ｄ６あるいはＤ７Ｌか直列に接
続されないので、ダイオードの順方向電圧降下分の影響
が小さく、整流損失も最少限に押さえられ、インバータ
効率が改浮される。

〔発明の効果〕

本発明に係る共振型インバータによれば、スイッチング
素子のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数より
も常時高く設定しているので、負荷の変動に応じてスイ
ッチング周波数が変化しても、共振周波数以下に降下す
ることがなく、可聴域には入らないので騒音の発生を防
止することが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る共振型インバータの一実施例を示
す回路図、第２図は他の実施例を示す回路図、第３図は
共振回路部分の他の回路例、第４図は第３図に示すトラ
ンスＴ３の断面図、第５図及び第６図は共振回路部分の
その他の回路例、第７図はスイッチング周波数と共振回
路に流れるエネルギーの大きさの関係を示す特性図、第
８図は従来の共振型インバータの回路図である。

Claims

【特許請求の範囲】

１、直流電源に２個直列接続されたスイッチング素子の
一方のオン期間に電流が供給され、他方のオン期間に形
成される共振回路が共振を行い、この共振回路出力を抽
出し、整流して負荷に供給するようになされており、上
記負荷の変動に応じて上記スイッチング素子のスイッチ
ング周波数が変化すべく制御される共振型インバータに
おいて、上記スイッチング周波数が上記共振回路の共振
周波数よりも高く設定されていることを特徴とする共振
型インバータ。