JPH0222630B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、直列共振型DC−DCコンバータを使
用し、出力端子に安定化した直流電圧を得ること
ができる定電圧電源装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 従来のスイツチングレギユレーターは、スイツ
チング素子のオン・オフ動作の時比率を制御して
定電圧電源装置の出力端子の直流電圧を安定化さ
せるPWM方式が一般的である。しかし、上記方
式の欠点は、スイツチング素子のオン・オフ時に
電流と電圧が共に急峻に変化する期間が存在する
ため、スイツチング損失が大きく、不要輻射雑音
も大きいことである。そのため、上記スイツチン
グレギユレータを音響器用電源と考えるならば、
入出力部に不要輻射雑音を大きく減衰させるため
のフイルタを挿入し、さらに、完全密閉したシー
ルドを施す等の雑音対策を必要とするために、コ
ストアツプ、信頼性の低下等の問題を有する。

上記欠点を解決する一手段として、コンデンサ
とコイルで構成された直列共振回路を利用した直
列共振型DC−DCコンバータが提案されている。
この直列共振型DC−DCコンバータは、直列共振
回路によりスイツチング素子の導通時の電流波形
が正弦波状となり、上記スイツチング素子のオ
ン・オフ時に電流と電圧がほぼ零で交差する。そ
のため、スイツチング損失および不要輻射雑音が
著しく減少する特徴をもつ。しかしながら、上記
直列共振型DC−DCコンバータは、入出力変動に
対し、上記特徴を損なわず定電圧電源装置の出力
端子の直流電圧を安定化させるための制御が困難
であつた。

上記点を踏まえて、従来使用されていた直列共
振型DC−DCコンバータについて、その回路構成
および動作について説明する。

第１図は、従来の直列共振型DC−DCコンバー
タの基本回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動
作波形図である。第１図において、直列に接続さ
れた２つの入力直流電源１，２のそれぞれの両端
子間に、オン・オフ動作を行なうスイツチング素
子３，４（例えば、トランジスタ、MOSFET、
サイリスタ等）を直列に接続し、上記入力直流電
源１，２とスイツチング素子３，４の中点の間に
直列に変換トランス５の１次巻線５ａとコンデン
サ７を接続している。また、変換トランス５の２
次巻線５ｂに整流回路８および平滑コンデンサ９
を接続し、その出力端子ａ，ｂには負荷１０を接
続している。ここで、変換トランス５の実効もれ
インダクタンスとコンデンサ７とで直列共振回路
とで直列共振回路を構成している。この直列共振
回路に流れる共振電流をｉ、コンデンサ７のエネ
ルギー蓄積量を示す充電電圧をV_Cとする。

第２図ａ，ｂ，ｃにスイツチング素子３，４の
オン・オフ状態と上記共振電流ｉ、充電電圧V_C
の動作波形図を示す。第２図において、時刻t₁で
スイツチング素子３がオンし、前記実効もれイン
ダクタンスとコンデンサ７のキヤパシタンスによ
り決定される正弦波状の共振電流ｉが時刻t₁から
時刻t₂間に流れる。上記期間に、コンデンサ７の
充電電圧は、初期充電電圧−V_c1から共振電流ｉ
によりV_c1となる。

次に、時刻t₂において、スイツチング素子３を
オフとする。時刻t₂≦ｔ≦t₃の間は、スイツチン
グ素子３，４共にオフ期間であるため、共振電流
ｉは零となり、コンデンサ７の充電電圧V_c1も放
電経路がないためV_c1のまま保たれる。この状態
において、時刻t₃でスイツチング素子４がオンに
なると、前記時刻t₁から時刻t₃の間の動作波形と
正負逆の動作を繰り返す。また、共振電流ｉは変
換トランス５を介して２次側へ伝達され、整流・
平滑後、出力端子ａ，ｂの直流電圧として負荷１
０に供給される。

以上が従来の直列共振型DC−DCコンバータの
回路構成および動作である。上記直列共振型DC
−DCコンバータを制御して出力端子の直流電圧
を安定化する手段として、コンデンサ７のキヤパ
シタンス値を変化させる制御方法と、スイツチン
グ素子３，４が共にオフ状態の期間を変える制御
方法、つまり、スイツチング周波数を制御する方
法の２通りが提案されている。しかし、いずれの
場合も、コンデンサ７のエネルギー蓄積量はわず
かしか変化しない。つまり、系全体で移動するエ
ネルギー量がわずかしか変化しないため、出力へ
伝達されるエネルギー量も変化しないことにな
る。従つて、前記２通りの制御方法では、出力端
子ａ，ｂの直流電圧値を安定にする制御が困難で
あつた。

発明の目的 本発明の目的は、スイツチング損および不要輻
射が著しく少ない直列共振型DC−DCコンバータ
の特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対し
て出力端子の直流電圧を安定化するようにした定
電圧電源装置を提供しようとするものである。

発明の構成 上記目的を達成するために、本発明は、直列接
続した第１および第２の入力直流電源に対して、
直列接続したオン・オフ動作する第１および第２
の一方向にのみ導通するスイツチング手段を並列
に接続し、前記第１と第２の直流電源の中点と前
記第１と第２のスイツチング手段の中点との間に
インダクタおよびエネルギー蓄積手段を接続して
なる直列接続回路を接続し、かつ前記エネルギー
蓄積手段の出力端子に平滑回路を接続して前記平
滑回路の出力端子に直流電圧を得るように構成
し、前記エネルギー蓄積手段をコンデンサとこの
コンデンサの両端に第１の巻線を接続した制御ト
ランスから構成するとともに、前記制御トランス
の第１の巻線を前記エネルギー蓄積手段の入力端
子に、前記制御トランスの第２の巻線を前記エネ
ルギー蓄積手段の出力端子にそれぞれ接続し、さ
らに、前記平滑回路の出力端子の直流電圧の関数
として前記制御トランスの第１の巻線のインダク
タンスを制御する第１の制御手段と、前記平滑回
路の出力端子の直流電圧の関数として前記第１お
よび第２のスイツチング手段のスイツチング周波
数を制御する第２の制御手段とを設けたものであ
る。

さらに、本発明は、入力直流電源に、オン・オ
フ動作する一方向にのみ導通するスイツチング手
段とインダクタとエネルギー蓄積手段を直列に接
続し、かつ前記エネルギー蓄積手段の出力端子に
平滑回路を接続して前記平滑回路の出力端子に直
流電圧を得るように構成し、前記エネルギー蓄積
手段をコンデンサとこのコンデンサの両端に第１
の巻線を接続した制御トランスから構成するとと
もに、前記制御トランスの第１の巻線を前記エネ
ルギー蓄積手段の入力端子に、前記制御トランス
の第２の巻線を前記エネルギー蓄積手段の出力端
子にそれぞれ接続し、さらに前記平滑回路の出力
端子の直流電圧の関数として前記制御トランスの
第１の巻線のインダクタンスを制御する第１の制
御手段と、前記平滑回路の出力端子の直流電圧の
関数として前記第１および第２のスイツチング手
段のスイツチング周波数を制御する第２の制御手
段とを設けたものである。

上記構成により、本発明の定電圧電源装置は広
範囲な入出力変動に対して出力端子の電流電圧を
安定化できるものである。

実施例の説明 以下本発明の一実施例を図面に基づいて説明す
る。そこでまず、本発明の基本回路構成図をもと
にその動作について述べる。

本発明の一基本回路構成のブロツク図を第３図
に示す。第３図において、３０は入力直流電源、
３１はスイツチング手段、３２，３４はインダク
タ、３３はコンデンサと制御トランスで構成され
たエネルギー蓄積手段で、その入力端子をＡ，
Ｂ、出力端子をＣ，Ｄで示す。また３６は平滑回
路、３７は負荷である。上記各ブロツクにおい
て、入力直流電源３０、スイツチング手段３１、
インダクタ３２とエネルギー蓄積手段３３の入力
端子Ａ，Ｂが直列接続され、さらに上記エネルギ
ー蓄積手段３３の出力端子Ｃ，Ｄにインダクタ３
４、平滑回路３６が接続され、また、負荷３７は
上記平滑回路３６に接続されている。

第３図において、スイツチング手段３１をオン
させると、入力直流電源３０によりエネルギー蓄
積手段３３へ、現象的には電流i₁としてエネルギ
ーが注入される。上記電流i₁は、従来例と同様に
電流の流れる経路に共振回路を設けることによ
り、正弦波状の電流波形となる。上記共振回路と
は、インダクタ３２とエネルギー蓄積手段３３の
入力端子Ａ，Ｂ側のインピーダンスで構成された
回路である。

このように、上記エネルギー蓄積手段３３の入
力端子Ａ，Ｂ間に流れ込む電流i₁に応じてエネル
ギーがエネルギー蓄積手段３３内に蓄積され、そ
のエネルギー量は、単位時間当りの電流i₁による
注入エネルギー量、つまり、スイツチング手段３
１のスイツチング周波数に係わり、さらに、上記
エネルギー量はエネルギー蓄積手段３３のエネル
ギー蓄積容量にも係わる。

次に、エネルギー蓄積手段３３の出力端子CD
間の電圧が負荷３７の電圧より高くなると、上記
エネルギー蓄積手段３３に蓄えられたエネルギー
は、上記エネルギー蓄積手段３３の出力端子Ｃ，
Ｄよりインダクタ３４を介して平滑回路３６にi₂
の電流エネルギーとして供給される。上記平滑回
路３６は上記電流i₂を平滑し、定電圧電源装置の
出力端子ａ，ｂに接続されている負荷に直流電圧
としてエネルギーを供給する。

また、上記電流i₂は、上記エネルギー蓄積手段
３３の入力端子Ｃ，Ｄ間のインピーダンスと上記
インダクタ３４とで共振回路を構成することで、
正弦波状の電流波形となる。

ここで、上記エネルギー蓄積手段３３よりの放
出エネルギー量は、エネルギー蓄積手段３３に蓄
えられたエネルギー量を示す出力端子Ｃ，Ｄ間の
電圧値と、上記平滑回路３６の電圧値の差によつ
て決まる。

第３図のような構成にて、定電圧電源装置の出
力端子ａ，ｂに直流電圧として入力直流電圧より
エネルギーを移動させることができるが、出力端
子ａ，ｂの直流電圧を安定化させる制御方法とし
ては、以下に述べる方法がある。上記エネルギー
蓄積手段３３内に蓄積することができるエネルギ
ー量と、上記エネルギー蓄積手段３３へエネルギ
ーを注入させる前記スイツチング手段３１のスイ
ツチング周波数を、定電圧電源装置の出力端子
ａ，ｂ間の直流電圧に応じて制御することによ
り、安定した直流電圧を得ることができる。この
ような制御方法を用いても、共振現象を利用した
従来の定電圧電源装置の特徴を損なうことはな
い。

次に、上記回路構成および動作を利用した本発
明の実施例について説明していくが、その前に本
発明で使用する、供給される信号により第１の巻
線のインダクタンスを変えることのできる可変イ
ンダクタンス機能を有する制御トランスの一実施
例について説明する。第４図は制御トランスの構
成図、第５図はその特性図、第６図は等価的な記
号を表わした図である。第４図において、Ｅ形コ
アとＩ形コアの組合せ体、または２つのＥ形コア
の組合せ体の両脚のそれぞれに交流巻線Na，
Nb，Nc，Ndを設け、中央脚には直流巻線Neを
設け、直流巻線Neの制御端子Ｅ，Ｆ間には直流
電流源Ｉが接続されている。また、Ａ，Ｂは入力
端子、Ｃ，Ｄは出力端子である。上記交流巻線
Na，Nbは第１の巻線を構成すべく直列に接続さ
れ、入力端子Ａ，Ｂからの交流電流により中央脚
に誘導される磁束が相殺されるような巻き方とす
る。つまり、交流巻線Na，Nbより誘導される磁
束Φ₂，Φ₂′が等しい状態である。さらに交流巻線
Nc，Ndは第２の巻線を構成すべく直列接続され
て出力端子Ｃ，Ｄに接続されており、交流巻線
Na，Nbに対して或る一定の巻数比にて形成され
ている。

ここで、直流電流源Ｉから直流電流を流すこと
により磁束Φ₁が電流巻線Neに発生し、前記交流
巻線Na，Nbより誘導される磁束Φ₂，Φ₂′のバラ
ンスがくずれ、入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタン
スが変化する。直流電流による入力端子Ａ，Ｂ間
のインダクタンスの変化を第５図に示す。従つ
て、制御端子Ｅ，Ｆ間に与える直流電流により入
力端子Ａ，Ｂ間のインダクタンスを減少方向に制
御可能となる。

以上述べた機能を有する制御トランスの等価的
な記号を第６図に示し、以下、これを使用した本
発明の一実施例について第７図以後の図面を参照
して説明する。

第７図は本発明の第１の実施例の回路構成図
で、すでに第１図で説明したものと同一の機能を
有するものには同一の符合を付している。また、
第８図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第７図における各部の動
作波形図である。

第７図において、１３，１４はスイツチング素
子３，４とこれに直列接続された一方向素子１
１，１２とで構成された一方向にのみ導通するス
イツチング手段、１５はインダクタ、１６は第６
図に例示したごとき制御トランスで、コンデンサ
７と共にエネルギー蓄積手段１７を構成する。１
８は直流電流制御回路、１９は出力端子ａ，ｂの
直流電圧を安定化するための制御回路である。上
記制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂはコンデン
サ７の両端に接続され、エネルギー蓄積手段１７
の入力端子ともなつており、出力端子Ｃ，Ｄはエ
ネルギー蓄積手段１７の出力端子となつている。
制御トランス１６の出力端子Ｃ，Ｄは整流回路８
（たとえば、ダイオードで構成されたブリツジ型、
センターラツプ型の整流回路）の入力端子に、制
御端子Ｅ，Ｆは直流電流制御回路１８の出力端子
に接続されている。上記整流回路８の出力端子は
定電圧電源装置の出力端子ａ，ｂにある平滑コン
デンサ９に接続され、整流回路と平滑コンデンサ
にて第３図の平滑回路３６を形成している。制御
回路１９は、すでに公知である基準電圧源、誤差
増幅器、発振回路、振り分け回路等で構成され、
上記制御回路１９の入力端子に与えられる定電圧
電源装置の出力端子ａ，ｂの直流電圧と予め与え
られた基準電圧の電圧差を誤差増幅器で比較増幅
し、発振回路の発振周波数を上記誤差増幅器の信
号に応じて変化させ、振り分け回路にてスイツチ
ング素子３，４を交互にオン・オフさせるように
し、さらに、上記誤差増幅器の信号は直流電流制
御回路１８にも出力され、上記直流電流制御回路
１８は入力された信号に応じた直流電流を前記制
御トランス１６の制御端子Ｅ，Ｆに供給し、上記
制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂ間のインダク
タンス値を変化させるものである。

このように構成された本実施例の定電圧電源装
置について、以下その動作を第８図の各部の動作
波形図を参照して説明する。第８図において、ａ
は前記スイツチング素子３，４より前記インダク
タ１５とエネルギー蓄積手段１７への電流ｉ、ｂ
は前記制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂ間に流
れる電流i_L、ｃは制御トランス１６の出力端子
Ｃ，Ｄ間に流れる電流i_O、ｄは前記コンデンサ７
の両端電圧V_Cのそれぞれの動作波形を示し、横
軸は時間軸である。

本実施例も第１図で示した共振現象を利用して
いるため、従来例と重複する説明は省略する。ま
ずスイツチング素子３をオンさせると、前記電流
ｉではインダクタ１５とエネルギー蓄積手段１７
内のコンデンサ７と制御トランス１６の一次巻線
のインダクタンスの直列共振回路により正弦波状
となり、周期は上記直列共振回路の各定数により
決定される。上記電流ｉによるエネルギーはエネ
ルギー蓄積手段１７に貯えられるが、スイツチン
グ手段１３が前述のように一方向性のスイツチン
グであるため、上記エネルギー蓄積手段１７内の
エネルギーは他へ移動する経路が存在しないため
貯えられたままとなり、その貯えられたエネルギ
ー量はコンデンサ７の両端電圧V_Cの電圧値の上
昇という現象で現わされる。以上の動作は第８図
における時刻t₁から時刻t₃までの波形となる。ま
た上記期間において、前記エネルギー蓄積手段１
７内の制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂ間を流
れる電流i_Lは上記コンデンサ７の両端電圧に応じ
た電流波形となる。

ここで、コンデンサ７の両端電圧Vcが制御ト
ランス１６の一次側換算された出力端子ａ，ｂの
直流電圧V_Oより高くなつた時点（第８図の時刻t₂
であり、ｄ図におけるV_c2である）で、コンデン
サ７のエネルギーは制御トランス１６の出力端子
Ｃ，Ｄ間より整流回路８、平滑コンデンサ９を介
して定電圧電源装置の出力端子ａ，ｂの直流電圧
として負荷１０に供給される。このときの電流が
制御トランス１６の出力端子Ｃ，Ｄ間の電流i_Oで
ある。また、上記電流i_Oは、制御トランス１６が
有するインダクタとしての実効もれインダクタン
スとエネルギー蓄積手段１７とで構成された共振
回路により正弦波状の波形となり、また周期は各
定数により決定される。以上の動作は、第８図に
おける時刻t₂から時刻t₄までの波形となる。以
下、前記コンデンサ７の両端電圧Vcは制御トラ
ンス１６の入力端子Ａ，Ｂ間に流れる電流i_Lによ
り減少していき、前記スイツチング素子４をオン
させる時刻t₁′には上記両端電圧V_CはV_c1となる。
以下、時刻t₁′から時刻t₁″までは前述の時刻t₁から
時刻t₁′までの現象が正負逆となつて現われ、時
刻t₁″にてスイツチング素子３をオンさせると、
時刻t₁からの波形と全く同一の波形となつて同様
の現象を繰返す。

次に、出力端子ａ，ｂの直流電圧V_Oを安定化
させる制御方法について述べる。制御方法の基本
的原理は、前記制御トランス１６の１次側の電圧
（第７図において、前記コンデンサ７の両端電圧
V_Cに等しい電圧）が定電圧電源装置の出力端子
ａ，ｂの直流電圧V_Oの上記制御トランス１６の
１次側換算値より高くなつた場合に制御トランス
１６の２次側にエネルギーが伝達されることを利
用し、そのエネルギー量をコントロールすること
により出力電圧V_Oを安定化させるものである。
また、制御トランス１６の１次側の電圧V_Cは、
前記エネルギー蓄積手段１７に蓄えられるエネル
ギー量を示すものであるため、エネルギー蓄積手
段１７に蓄積されるエネルギーをコントロールす
ることが、すなわち、上記出力電圧V_Oを安定化
させることになる。

以下、上記の方法を実現しうる制御方法につい
て具体的に述べる。

まず、エネルギー蓄積手段１７へエネルギーを
蓄える方法として、スイツチング素子３，４のス
イツチング周波数がある。上記スイツチング周波
数は、エネルギー蓄積手段１７への単位時間あた
りの注入エネルギー量（第７図の電流ｉの電流量
に相当）を制御するものであり、従つてスイツチ
ング周波数を高く（低く）すると、単位時間当り
の注入エネルギー量が多く（少なく）なり、前述
の動作で説明したように出力エネルギーが注入エ
ネルギーに応じて多く（少なく）なることを利用
し、定電圧電源装置の出力端子ａ，ｂ間の直流電
圧V_Oと制御回路１８内の基準電圧とを比較し、
その差分に応じたスイツチング周波数にて制御し
ようとするものである。

また、上記制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂ
間のインダクタンス値は、前記エネルギー蓄積手
段１７内に蓄積されるエネルギー量を決定する。
従つて、上記制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂ
間のインダクタンス値を大きく（小さく）する
と、上記エネルギー蓄積手段１７に蓄積されるエ
ネルギー量が多く（少なく）なり、前述の動作で
説明したように出力エネルギーが上記蓄積された
エネルギー量に応じて多く（少なく）なることを
利用し、前記定電圧電源装置の出力端子ａ，ｂ間
の直流電圧V_Oと制御回路１８内の基準電圧とを
比較し、その差分に応じた信号で直流電流制御回
路１８より制御トランス１６の制御端子Ｅ，Ｆに
直流電流が流れ、上記制御トランス１６の入力端
子Ａ，Ｂ間のインダクタンス値を変化させること
で制御するものである。

従つて、本発明は、前記スイツチング周波数を
変化させる方法と、前記制御トランス１６の入力
端子Ａ，Ｂ間のインダクタンス値を変化させる方
法とを効果的に組み合わせることにより、スイツ
チング周波数とインダクタンス値のそれぞれの変
化幅を少なくし、さらに、第８図の動作波形でわ
かるように、流れる電流がすべて正弦波状であ
り、共振現象を利用した定電圧電源装置の特徴を
なんら損なうことなく、出力端子の直流電圧を安
定化することができるものである。

第９図に本発明の第２の実施例を、第１０図に
その動作波形を示す。第２の実施例を説明するに
あたり、第１の実施例（第７図）で述べたものと
同様の機能を有するものには同一の符合を付し、
また、動作説明においても同一の動作をする場合
については特に説明をしない。

回路構成としての第１の実施例と異なる部分は
第９図におけるスイツチング手段２１，２２の構
成である。上記スイツチング手段２１，２２は、
スイツチング素子３，４の導通方向と反対方向に
導通するように接続されている。すなわち、入力
直流電源１，２に対して逆バイアスされるごとく
スイツチング素子３，４と並列に一方向性素子１
１，１２（例えばダイオード）が接続された構成
となつている。上記一方向素子１１，１２は、エ
ネルギー蓄積手段１７に蓄えられたエネルギーの
一部を上記一方向性素子１１または１２を介して
入力直流電源１または２へ回生エネルギーとして
移動させるようにしたものである。

次に、その動作について、第１０図の動作波形
図を参照して説明する。なお、第１０図のａ，
ｂ，ｃ，ｄは第８図のａ，ｂ，ｃ，ｄと同一箇所
の動作波形図である。基本的動作は先述の第１の
実施例と同一であるため、ここでは上記スイツチ
ング手段２１，２２が第１の実施例と異なる構成
により、回生エネルギーとして上記エネルギー蓄
積手段１７から入力直流電源１，２または２へ電
流が流れる現象について、第９図と第１０図を参
照して述べる。まず、時刻t₁で上記スイツチング
素子３をオンさせると、系に流れる電流ｉはイン
ダクタ１５とエネルギー蓄積手段１７内のコンデ
ンサ７と制御トランス１６の入力端子Ａ，Ｂ間の
インダクタンスにより構成された共振回路により
正弦波状の波形となつて流れる（時刻t₁から時刻
t₃）。上記正弦波状の電流ｉが流れ終つた時刻t₃
において、コンデンサ７の両端電圧V_Cが上記入
力直流電源１より高くなると、エネルギー蓄積手
段１７のエネルギーは、インダクタ５、一方向性
素子１１を介して入力直流電源１へ回生電流とし
て回生される（時刻t₃から時刻t₅）。上記現象を
利用することにより上記エネルギー蓄積手段１７
内に蓄えられるエネルギー量を大きく変化させる
ことができる。また、上記現象はスイツチング素
子３，４のスイツチング周波数と制御トランス１
６の入力端子Ａ，Ｂ間のインダクタンス値と密接
に関係する。つまり、上記エネルギー蓄積手段１
７に蓄えられるエネルギー量により上記回生エネ
ルギー量が決定されるためである。従つて、定電
圧電源装置の出力端子ａ，ｂの電圧V_Oを安定化
させる制御方法は、第１の実施例と全く同一の方
法で行なうことができ、流れる電流すべてが正弦
波状であるため、共振現象を利用した定電圧電源
装置の特徴をなんら損なうことなく出力端子の直
流電圧を安定化することができる。

次に、本発明の第３の実施例を第１１図に、そ
の動作波形図を第１２図に示す。第１１図、第１
２図において、第１の実施例（第７図）で説明し
たものと同様の機能を有するものには同一の符合
を付している。この第３の実施例は、第１の実施
例のハーフブリツジ構成からスイツチング素子１
石による構成に置き換えたものであり、基本的動
作は第１の実施例とほぼ同一である。

第１１図において、入力直流電源２６に対し
て、インダクタ１５、エネルギー蓄積手段１７、
スイツチング手段２５とが直列に接続され、上記
スイツチング手段２５は、第７図のスイツチング
手段１３，１４と同様に、一方向性素子２４とス
イツチング素子２３とが直列に接続されたもので
ある。また、上記スイツチング素子２３のスイツ
チング周波数を制御する制御回路２８は、第１の
実施例に示す回路構成で振り分け回路を除いたも
のである。

以下、第３の実施例の動作を第１２図を参照し
て説明するが、第１の実施例と同一な動作をする
部分については省略し、異なる部分についてのみ
述べる。第１の実施例と異なり、スイツチング手
段が１つであることから、エネルギー蓄積手段１
７への注入エネルギーは一方向からのみ注入され
ることになる。そのため、第１の実施例の動作波
形図第８図と第３の実施例の動作波形図第１２図
と比較して、系に流れる電流ｉの波形においての
み異なる。また他の部分の動作については、第１
の実施例と全く同一原理であるので動作波形も同
一となる。従つて制御方法も全く同一方法にて定
電圧電源装置の出力端子ａ，ｂ間の直流電圧V_O
を安定化させることができる。

このように、本発明の第１の実施例は、第３の
実施例のように１つのスイツチング手段にでも構
成することができ、第１の実施例と全く同一の制
御方法にて、共振現象を利用した定電圧電源装置
の特徴を損なうことなく、出力端子の直流電圧を
安定化させることができるものである。

次に、本発明の第４の実施例を第１３図に、そ
の動作波形図を第１４図に示す。第１３図，第１
４図において、第２の実施例で説明したものと同
様の機能を有するものには同一の符合を付してい
る。この第４の実施例は、第２の実施例のハーフ
ブリツジ構成からスイツチング素子１石による構
成に置き換えたものであり、基本動作は第２の実
施例とほぼ同一である。

第１３図において、入力直流電源２６に対し
て、インダクタ１５、エネルギー蓄積手段１７、
スイツチング手段２７とが直列に接続され、上記
スイツチング手段２７は、第９図のスイツチング
手段２１，２２と同様に一方向性素子２４とスイ
ツチング素子２３とが並列に接続されたものであ
る。また上記スイツチング素子２３のスイツチン
グ周波数を制御する制御回路２８は、第２の実施
例に示す回路構成で振り分け回路を除いたもので
ある。

以下、第４の実施例の動作を第１４図を参照し
て説明するが、第２の実施例と同一な動作をする
部分については省略し、異なる部分についてのみ
述べる。第２の実施例と異なり、スイツチング手
段が１つであることからエネルギー蓄積手段１７
への注入エネルギーは一方向からのみ注入される
ことになる。そのため、第２の実施例の動作波形
図の第１０図と比較して、系に流れる電流ｉの波
形においてのみ異なる。また、他の部分の動作に
ついては、第２の実施例と全く同一原理であるの
で動作波形も同一となる。従つて、制御方法も全
く同一方法にて、定電圧電源装置の出力端子ａ，
ｂ間の直流電圧V_Oを安定化させることができる。

このように、本発明の第２の実施例は、第４の
実施例のように１つのスイツチング手段にでも構
成することができ、第２の実施例と全く同一の制
御方法にて、共振現象を利用した定電圧電源装置
の特徴を損なうことなく、出力端子の直流電圧を
安定化させることができるものである。

なお、本発明の実施例として、ハーフブリツジ
構成と１石で構成した回路について説明を行なつ
たが、上記回路構成に限定されることなく、たと
えばスイツチング手段を４個用いたフルブリツジ
構成においても同様な制御方法にて出力端子の直
流電圧を安定化させることができる。

また、スイツチング手段において、スイツチン
グ素子と一方向性素子を組み合せた回路構成とし
たが、一方向のみ導通するサイリスタ、トランジ
スタや双方向に導通するMOSFETを使用するこ
とも可能であり、上記素子の組み合わせにでも使
用することが可能である。

本発明の実施例で入力電源として直流電源を用
いたが、交流電源を整流回路にて得られた直流電
圧も当然ながら入力直流電源として利用できるこ
とは言うまでもない。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、入
力直流電源に接続される一方向にのみ導通するス
イツチング手段を用い、さらにインダクタとコン
デンサおよび制御トランスからなるエネルギー蓄
積手段とで構成された共振回路を用いて、エネル
ギー蓄積手段に効果的にエネルギー量を蓄えるこ
とができ、このエネルギー量を、出力端子の直流
電圧に応じて第１の制御手段により制御トランス
の第１の巻線のインダクタンス値を可変して制御
するとともに、第２の制御手段によりスイツチン
グ手段のスイツチング周波数を可変して制御する
ことにより定電圧電源装置の出力端子の直流電圧
を広範囲な入出力変動に対して安定化させること
ができる。さらに、従来の定電圧電源装置の持
つ、低スイツチング損失と低輻射雑音の特徴を何
ら損なうことがないため、従来使用が困難であつ
た音響用や完全密閉型電源にも使用できるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の共振現象を利用した定電圧電源
装置の回路構成図、第２図はその動作波形図、第
３図は本発明の基本回路構成図、第４図、第５図
および第６図は本発明で使用する制御トランスの
構成図、特性図および等価的な記号図、第７図お
よび第８図は本発明の第１の実施例の回路構成図
およびその動作波形図、第９図および第１０図は
本発明の第２の実施例の回路構成図およびその動
作波形図、第１１図および第１２図は第１の実施
例のスイツチング手段を１つで構成した場合の回
路構成図およびその動作波形図、第１３図および
第１４図は第２の実施例のスイツチング手段を１
つで構成した場合の回路構成図およびその動作波
形図である。 １，２，２６，３０…入力直流電源、３，４，
２３…スイツチング素子、７…コンデンサ、８…
整流回路、９…平滑コンデンサ、１０，３７…負
荷、１１，１２，２４…一方向性素子、１３，１
４，２１，２２，２５，２７，３１…スイツチン
グ手段、１５…インダクタ、１６…制御トラン
ス、１７，３３…エネルギー蓄積手段、１８…直
流電流制御回路、１９…制御回路、２０…発振回
路、３２，３４…インダクタ、３６…平滑回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直列接続した第１および第２の入力直流電源
   に対して、直列接続したオン・オフ動作する第１
   および第２の一方向にのみ導通するスイツチング
   手段を並列に接続し、前記第１と第２の直流電源
   の中点と前記第１と第２のスイツチング手段の中
   点との間にインダクタおよびエネルギー蓄積手段
   を接続してなる直列接続回路を接続し、かつ前記
   エネルギー蓄積手段の出力端子に平滑回路を接続
   して前記平滑回路の出力端子に直流電圧を得るよ
   うに構成し、前記エネルギー蓄積手段をコンデン
   サとこのコンデンサの両端に第１の巻線を接続し
   た制御トランスから構成するとともに、前記制御
   トランスの第１の巻線を前記エネルギー蓄積手段
   の入力端子に、前記制御トランスの第２の巻線を
   前記エネルギー蓄積手段の出力端子にそれぞれ接
   続し、さらに、前記平滑回路の出力端子の直流電
   圧の関数として前記制御トランスの第１の巻線の
   インダクタンスを制御する第１の制御手段と、前
   記平滑回路の出力端子の直流電圧の関数として前
   記第１および第２のスイツチング手段のスイツチ
   ング周波数を制御する第２の制御手段とを設けた
   定電圧電源装置。 ２ 第１および第２のスイツチング手段は、その
   導通方向と反対方向に導通するように第１および
   第２の一方向性素子を第１および第２のスイツチ
   ング素子に並列に接続したことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の定電圧電源装置。 ３ 入力直流電源に、オン・オフ動作する一方向
   にのみ導通するスイツチング手段とインダクタと
   エネルギー蓄積手段を直列に接続し、かつ前記エ
   ネルギー蓄積手段の出力端子に平滑回路を接続し
   て前記平滑回路の出力端子に直流電圧を得るよう
   に構成し、前記エネルギー蓄積手段をコンデンサ
   とこのコンデンサの両端に第１の巻線を接続した
   制御トランスから構成するとともに、前記制御ト
   ランスの第１の巻線を前記エネルギー蓄積手段の
   入力端子に、前記制御トランスの第２の巻線を前
   記エネルギー蓄積手段の出力端子にそれぞれ接続
   し、さらに前記平滑回路の出力端子の直流電圧の
   関数として前記制御トランスの第１の巻線のイン
   ダクタンスを制御する第１の制御手段と、前記平
   滑回路の出力端子の直流電圧の関数として前記第
   １および第２のスイツチング手段のスイツチング
   周波数を制御する第２の制御手段とを設けた定電
   圧電源装置。 ４ スイツチング手段は、その導通方向と反対方
   向に導通するように一方向性素子をスイツチング
   素子に並列に接続したことを特徴とする特許請求
   の範囲第３項記載の定電圧電源装置。