JPH036735B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、出力直流電圧を安定化した直列共振
型DC−DCコンバータを使用した定電圧電源装置
に関するものである。

従来例の構成とその問題点 従来のスイツチングレギユレータは、スイツチ
ング素子のオン・オフ動作の時比率を制御して出
力直流電圧を安定化させるPWM方式が一般的で
ある。しかし、上記方式の欠点は、スイツチング
素子のオン・オフ時に電流と電圧が共に急峻に変
化する期間が存在するため、スイツチング損失が
大きく、不要輻射雑音も大きいことである。その
ため、上記スイツチングレギユレータを音響機器
用電源と考えるならば、入出力部に不要輻射雑音
を大きく減衰させるためのフイルタを挿入し、さ
らに、完全密閉したシールドを施す等の雑音対策
を必要とするために、コストアツプ、信頼性の低
下等の問題を有する。

上記欠点を解決する一手段として、コンデンサ
とコイルで構成された直列共振回路を利用した直
列共振型DC−DCコンバータが提案されている。
この直列共振型DC−DCコンバータは、直列共振
回路によりスイツチング素子の導通時の電流波形
が正弦波状となり、上記スイツチング素子のオ
ン・オフ時に電流と電圧がほぼ零で交差する。そ
のため、スイツチング損失および不要輻射雑音が
著しく減少する特徴をもつ。しかしながら、上記
直列共振型DC−DCコンバータは、入出力変動に
対し、上記特徴を損なわず出力直流電圧を安定化
させるための制御が困難であつた。

上記点を踏まえて、従来使用されていた直列共
振型DC−DCコンバータについて、その回路構成
および動作について説明する。

第１図は、従来の直列共振型DC−DCコンバー
タの基本回路構成図、第２図ａ，ｂ，ｃはその動
作波形図である。第１図において、直列に接続さ
れた２つの入力直流電源１，２のそれぞれの両端
子間に、オン・オフ動作を行なうスイツチング素
子３，４（例えば、トランジスタ、MOSFET、
サイリスタ等）を直列に接続し、上記入力直流電
源１，２とスイツチング素子３，４の中点の間に
直列に接続された変換トランス５の１次巻線５ａ
とコンデンサ７を接続している。また、変換トラ
ンス５の２次巻線５ｂに整流回路８および平滑コ
ンデンサ９を接続し、その出力端子ａ，ｂには負
荷１０を接続している。ここで、変換トランス５
の実効もれインダクタンスとコンデンサ７とで直
列共振回路を構成している。上記直列共振回路に
流れる共振電流をｉ、コンデンサ７のエネルギー
蓄積量を示す充電電圧をVcとする。

第２図ａ，ｂ，ｃにスイツチング素子３，４の
オン・オフ状態と上記共振電流ｉ、充電電圧Vc
の動作波形図を示す。第２図において、時刻t₁で
スイツチング素子３がオンし、共振電流ｉは前記
実効もれインダクタンスとコンデンサ７のキヤパ
シタンスにより決定され、この正弦波状の共振電
流ｉが時刻t₁から時刻t₂間に流れる。上記期間
に、コンデンサ７の充電電圧は、初期充電電圧−
Vc₁から共振電流ｉによりVc₁となる。

次に、時刻t₂において、スイツチング素子３を
オフとする。時刻t₂≦ｔ≦t₃の間は、スイツチン
グ素子３，４共にオフ期間であるため、共振電流
ｉは零となり、コンデンサ７の充電電圧Vc₁も放
電経路がないためVc₁のまま保たれる。この状態
において、時刻t₃でスイツチング素子４がオンに
なると、前記時刻t₁から時刻t₃の間の動作波形と
正負逆の動作を繰り返す。この期間において、変
換トランス５の実効もれインダクタンスは共振電
流ｉのピークを決定する作用もする。また、共振
電流ｉは変換トランス５を介して２次側へ伝達さ
れ、整流・平滑後、所定の出力直流電圧として負
荷１０に供給される。

以上が従来の直列共振型DC−DCコンバータの
回路構成および動作である。上記直列共振型DC
−DCコンバータを制御する手段として、コンデ
ンサ７のキヤパシタンス値を変化させる制御方法
と、スイツチング素子３，４が共にオフ状態の期
間を変える制御方法、つまり、スイツチング周波
数を制御する方法の２通りが提案されている。し
かし、いずれの場合も、コンデンサ７のエネルギ
ー蓄積量はわずかしか変化しない。つまり、系全
体で移動するエネルギー量がわずかしか変化しな
いため、出力へ伝達されるエネルギー量も変化し
ないことになる。従つて、前記２通りの制御方法
では、出力直流電圧値を安定にする制御が困難で
あつた。

発明の目的 本発明の目的は、スイツチング損失および不要
輻射が著しく少ない直列共振型DC−DCコンバー
タの特徴を損なわずに、広範囲な入出力変動に対
して出力直流電圧を安定化するようにした定電圧
電源装置を提供しようとするものである。

発明の構成 上記目的を達成するために、本発明の定電圧電
源装置は、入力直流電源に対して、少なくともオ
ン・オフ動作するスイツチング手段と、変換トラ
ンスの入力端子にコンデンサを並列に接続した並
列共振回路とインダクタンスとからなる直列共振
回路を接続し、かつ前記変換トランスの出力端子
に整流回路および平滑回路を接続した構成とし
て、前記スイツチング手段のスイツチング周波数
を前記直列共振回路の直列共振周波数と前記並列
共振回路の並列共振周波数の間になるごとく、前
記平滑回路より得られる出力直流電圧の関数とし
て前記スイツチング周波数を制御する制御手段を
設けた構成にしたものであり、これにより、共振
現像を利用した定電圧電源装置を、広範囲な入出
力変動に対して安定化された出力直流電圧が得ら
れるようにしたものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例を図面に基づいて説明す
る。第３図は本発明の第１の実施例の基本回路構
成図であり、すでに第１図で説明したものと同一
の機能を有するものには同一の符号を付してい
る。また第４図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第３図における
各部の電圧・電流波形図である。

第３図において、１３，１４は、スイツチング
素子３，４と一方向性素子１１，１２を直列に接
続した回路で構成されたスイツチング手段であ
る。１５はインダクタンス、１９はコンデンサ７
と変換トランス１６とで構成された並列共振回路
であり、該並列共振回路１９の入力端子ｃ，ｄに
はコンデンサ７と変換トランス１６の１次側巻線
１６ａが接続され、出力端子ｅ，ｆには変換トラ
ンス１６の２次側巻線１６ｂが接続されている。
また、上記インダクタンス１５と並列共振回路１
９は直列に接続されて直列共振回路が形成されて
おり、この直列共振回路はスイツチング手段１
３，１４と入力直流電源１，２の中点間に接続さ
れている。また、並列共振回路１９の出力端子
ｅ，ｆには、整流回路８と平滑回路としての平滑
コンデンサ９が接続され、負荷１０に出力直流電
圧を供給するようにされている。この定電圧電源
装置の出力端子ｇ，ｈは基準電圧源、誤差増幅
器、発振回路等で構成された制御回路１７に接続
され、前記出力端子ｇ，ｈ間の出力直流電圧は制
御回路１７内の基準電圧源の電圧値と比較され、
制御回路１７はその差分に応じてスイツチング手
段１３，１４内のスイツチング素子３，４を交互
にオン・オフさせる信号を発振回路にて発生さ
せ、振り分け回路により振り分けたのちスイツチ
ング手段１３，１４に出力する。

このように構成された本実施例の定電圧電源装
置について、以下第４図の動作波形図を参照して
説明する。第４図の動作波形図はそれぞれ、第３
図においてインダクタンス１５と並列共振回路１
９間に流れる直列共振電流ｉを第４図ａに、並列
共振回路１９内のコンデンサ７と変換トランス１
６の一次側巻線１６ａに流れる並列共振電流i_Lを
第４図ｂに、さらに上記コンデンサ７の充電電圧
Vcを第４図ｄ図に、そして、上記並列共振回路
１９の出力端子ｅ，ｆ間の出力電流i₀を第４図ｃ
に示したものであり、横軸を時間軸としている。

本実施例も第１図で述べたように共振現像を利
用しているため、従来例と重複する説明は省略す
る。第４図の時刻t₁でスイツチング素子３をオン
させると、スイツチング手段１３に流れる電流は
インダクタンス１５と並列共振回路１９とで構成
された直列共振回路により正弦波状の電流とな
り、その周期はインダクタンス１５と並列共振回
路１９の入力端子ｃ，ｄ間のインピーダンスによ
り決定される。上記電流が前記直列共振電流ｉで
あり、第４図ａの時刻t₁から時刻t₃に相当する。
上記直列共振電流ｉによるエネルギーは上記並列
共振回路１９のコンデンサ７の充電電圧Vcを、
第４図ｄの時刻t₁から時刻t₃におけるように、−
Vc₁からVc₃へと上昇させる。

ここで、前記並列共振回路１９の入力端子ｃ，
ｄ間に並列接続されたコンデンサ７と変換トラン
ス１６の１次側巻線１６ａとで構成された並列共
振回路内に流れる並列共振電流i_Lは、スイツチン
グ素子３，４をオン・オフさせる周波数に応じた
インピーダンスと上記コンデンサ７の充電電圧と
により決まる電流となつて第４図ｂのように流れ
る。

このような状態において、上記コンデンサ７の
充電電圧Vcが、出力直流電圧の値を上記変換ト
ランス１６の１次側に換算した値よりも高くなつ
た時点すなわち第４図ｄのVc₂に対応する時刻t₂
で、コンデンサ７のエネルギーは並列共振回路１
９の出力端子ｅ，ｆより定電圧電源装置の出力端
子ｇ，ｈに出力電流i₀として供給され、出力電流
i₀は上記並列共振回路１９のコンデンサ７、変換
トランス１６の１次側巻線１６ａと変換トランス
１６のもれインダクタンスとにより決定される共
振電流となり、第４図ｃの時刻t₂からt₄までの波
形のように流れる。上記現像により、上記コンデ
ンサ７の充電電圧Vcは上記出力電流i₀を供給す
ることで減少していき、さらには、前記並列共振
電流i_Lの影響によつても減少し、時刻t₁′にはVc₁
となる。時刻t₁′時の充電電圧Vc₁と時刻t₁時の充
電電圧−Vc₁の絶対値は全く同一であり、以後、
時刻t₁′でスイツチング素子４をオンさせると時
刻t₁から時刻t₁′までの波形と正負逆のものが現わ
れる。次に、スイツチング素子３がオンする時刻
t₁′時の充″電圧−Vc₁となり、時刻t₁と全く同一の
ものとなる。以下、時刻t₁から時刻t₁″までの波形
を繰り返すことになる。

ここで、一方向性素子１１_，１２の働きについ
て説明する。上記一方向性素子１１と１２は同一
の働きをするものであるため、一方向性素子１１
についてのみ述べる。前述のように前記スイツチ
ング素子３がオンすることにより、並列共振回路
１９内のコンデンサ７にエネルギーが充電電圧
Vcとして蓄積されるが、この一方向性素子１１
はこの蓄積エネルギーが入力直流電源１へもどる
ことを防止するものである。そのため、スイツチ
ング素子３と４が一方向性の素子であれば、一方
向性素子１１と１２は必要ない。

次に、出力直流電圧を安定化させる制限方法に
ついて述べる。定電圧電源装置の出力端子ｇ，ｈ
へエネルギーが供給されるのは、前記変換トラン
ス１６の１次側巻線１６ａの電圧（第３図のコン
デンサ７の充電電圧Vcに等しい電圧）が定電圧
電源装置の出力直流電圧を上記変換トランス１６
の１次側に変換した値より高くなつた場合に、上
記コンデンサ７のエネルギーが定電圧電源装置の
出力側へ伝達されるため、上記コンデンサ７へ注
入するエネルギー量を制御することにより、出力
直流電圧を制御できることになる。

以下、上記方法を実現する制御方法について具
体的に述べていく。上記コンデンサ７に蓄積され
るエネルギー量は前記インダクタンス１５と前記
並列共振回路１９の入力端子ｃ，ｄ間のインピー
ダンスにより決定される。上記インピーダンスは
スイツチング周波数に応じて変化し、スイツチン
グ周波数を低く（高く）すると上記インピーダン
スが大きく（小さく）なり、上記並列共振回路１
９へ供給するエネルギー量が減る（増す）。つま
り、前記直列共振電流ｉの電流量が減る（増す）
ことであり、前記コンデンサ７の充電電圧Vcも
低く（高く）なり、前記出力端子ｇ，ｈに伝達さ
れるエネルギーが少なく（多く）なる。以上のよ
うにして、定電圧電源装置の出力直流電圧を上記
スイツチング周波数により制御することができ、
入出力変動においても安定化させることができ
る。

このような状態に設定するには、イングクタン
ス１５と並列共振回路１９とで構成された直列共
振回路の直列共振周波数と、並列共振回路１９内
のコンデンサ７と変換トランス１６の１次側巻線
１６ａとで構成された並列共振回路の並列共振周
波数と、スイツチング素子３，４を交互にオン・
オフさせるスイツチング周波数との関係を以下の
ように設定することで実現できる。

（並列共振周波数）＜（スイツチング周波数） ＜（直列共振周波数） …… この場合、スイツチング周波数を上記範囲外に
設定すると、共振現像を起こさなくなり、共振現
像を利用した定電圧電源装置の特徴を失うことに
なる。

また、スイツチング周波数を変化させる方法は
従来より行なつている周波数制御方法で十分であ
り、その回路が制御回路１７である。

従つて、本発明は前記並列共振回路１９の入力
端子ｃ，ｄ間のインピーダンスをスイツチング周
波数により変化させることで制御可能としてい
る。さらに、第４図の動作波形図でもわかるよう
に、流える電流はすべて正弦波状であり、共振現
像を利用した定電圧電源装置の特徴をなんら損な
うことなく、出力直流電圧を安定化させることが
できる。

ここで、インダクタンス１５は直列共振電流ｉ
のピーク値を決定する一要素であるが、実際の回
路で使用する素子の電流容量の許容範囲内であれ
ば十分小さくすることができ、さらには、ゼロと
することも可能である。

次に第５図に本発明の第２の実施例を、第６図
にその動作波形図を示す。第５図において、第１
の実施例と同一の機能を有するものには同一の符
号を付し、また、動作説明においても同一の動作
をする場合については特に説明をしない。

第２の実施例において第１の実施例との回路構
成上の相異点は、第５図におけるスイツチング手
段２２，２３の構成である。従つて、回路構成の
説明は上記スイツチング手段２２，２３のみにつ
い行なう。上記スイツチング手段２２，２３は、
スイツチング素子３，４と一方向性素子１１と１
２とで一方向性のスイツチング手段を構成し、一
方向性素子２０，２１は、上記一方向性素子１
１，１２の導通方向と反対方向に導通するよう
に、スイツチング素子３，４と一方向性素子１
１，１２の直列回路に並列に接続された構成とな
つている。このような構成にすることにより一方
向にのみスイツチング機能を有するスイツチング
手段としている。上記スイツチング手段２２，２
３は一実施例であり、上記動作を可能とする素子
（例えば、MOSFET）に置き換えることも可能
である。ここでは、第５図に示すスイツチング手
段２２，２３のような構成で動作を説明してい
く。

次に、第２の実施例の動作について説明する。
第５図の各部の動作波形を第６図ａ，ｂ，ｃ，ｄ
に示すが、第４図ａ，ｂ，ｃ，ｄと同一場所の動
作波形図を示したものである。

この第２の実施例の基本的動作は第１の実施例
と同一であるため、異なる部分について述べる。
時刻t₁で上記スイツチング素子３をオンさせる
と、インダクタンス１５と並列共振回路１９の入
力端子ｃ，ｄ間のインピーダンスで決定される直
列共振電流ｉが流れる。これは第６図の時刻t₁か
ら時刻t₃までに電流波形に相当し、第１の実施例
と同一動作である。上記直流共振電流ｉにより、
並列共振回路１９内のコンデンサ７の充電電圧
Vcは−Vc₁から上昇していく。ここで、上記直
列共振電流ｉが流れ終る時刻t₃において、上記コ
ンデンサ７の充電電圧Vcは第６図ｄのVc波形の
Vc₃のように入力直流電源１より高くなつてお
り、エネルギー蓄積手段１９内のコンデンサ７の
エネルギーはインダクタンス１５、一方向性素子
２０を介して入力直流電源１へ回生電流として回
生される。これは、第６図ａにおける時刻t₃から
時刻t₅までの電流波形に相当し、時刻t₁から時刻
t₃までの直列共振電流と流れる経路が同一のた
め、同一の共振周波数となり、同一の周期をもつ
波形となる。

次に、時刻t₁′でスイツチング素子４をオンさ
せると、時刻t₁から時刻t₁′と絶対値的には同一で
正負逆の波形が現われ、回生電流は一方向性素子
２１、インダクタンス１５、並列共振回路１９を
介して入力直流電源２へ回生される。以下、時刻
t₁から時刻t₁″間の波形を繰り返す。

制御方法としては、上記現像を利用することに
より上記並列共振回路１９内のエネルギーをより
大きく変化させることにより、定電圧電源装置の
出力端子へ伝達されるエネルギーを制御する方法
を用いる。また、前記回生電流によるエネルギー
量は上記並列共振回路１９内のコンデンサ７の充
電電圧Vcの値により決まるが、その充電電圧Vc
は第１の実施例で説明したようにスイツチング素
子３，４を交互にオン・オフさせるスイツチング
周波数に応じて変化するため、上記回生電流によ
るエネルギー量は上記スイツチング周波数に応じ
て変化する。

また、インダクタンス１５と並列共振回路１９
の入力端子ｃ，ｄ間のインピーダンス構成された
直列共振回路の直列共振周波数と、並列共振回路
１９内のコンデンサ７と変換トランス１６の１次
側巻線１６ａとで構成され並列共振回路の並列共
振周波数と、スイツチング周波数の関係は第１の
実施例の条件式と同一によることによつて、第
２の実施例は第１の実施例と全く同一な制御方法
で行なうことができ、共振現像を利用した定電圧
電源装置の特徴を損なうことなく、出力直流電圧
を安定化させることができる。

また、第１の実施例中、インダクタンス１５の
素子値の大小に関係なく制御可能なことを述べた
が、第２の実施例においても全く同一である。

次に本発明の第１の実施例の別構成で実現した
第３の実施例を第７図に、その動作波形図を第８
図に示す。第７図、第８図において、第１の実施
例の第３図、第４図と同一の機能を有するものに
は同一の符号を付している。

第３の実施例は、第１の実施例のハーフブリツ
ジ構成からスイツチング素子１石による構成に置
き換えたものである。第７図において、入力直流
電源２７に対して、インダクタス１５、並列共振
回路１９、スイツチング手段２４とが直列に接続
され、上記スイツチング手段２４は、スイツチン
グ素子２６と一方向性素子２５とが直列に接続さ
れて構成されている。また、制御回路２８は、第
１の実施例の制御回路１７においてスイツチング
素子３，４を交互にオン・オフさせるために必要
であつた発振周波数の振り分け回路を除いたもの
に相当し、他は全く同一である。

以下、第３の実施例の動作を第８図を参照しつ
つ説明するが、第１の実施例と同一な動作をする
部分については省略し、異なる部分についてのみ
述べていく。

第１の実施例では、インダグタンス１５と並列
共振回路１９で構成された直列共振回路に流れる
直流共振電流ｉは、スイツチング手段が２つであ
るため双方向に流れていたが、第３の実施例では
スイツチング手段が１つのため、並列共振回路１
９へ注入される電流は一方向からのみとなる。そ
のため、第１の実施例の動作波形を示す第４図と
第３の実施例の動作波形を示す第８図の直列振電
流ｉの波形が異なる。また、他の動作や波形につ
いては、同一の原理を用いているため、波形も同
一となる。

従つて、第３の実施例の制御方法は第１の実施
例と全く同一方法にて定電圧電源装置の出力端子
ｇ，ｈ間の出力直流電圧を安定化させることがで
きる。

このように、本発明の第１の実施例は１つのス
イツチング手段にても構成することができるの
で、第３の実施例は第１の実施例と全く同一の制
御方法にて、共振現像を利用した定電圧電源装置
の特徴を損なうことなく、出力直流電圧を安定化
させることができるものである。

次に本発明の第２の実施例を別構成で実現した
第４の実施例を第９図に、その動作波形図を第１
０図で示す。第９図、第１０図において、第２の
実施例の第５図、第６図と同一の機能を有するも
のには同一符号を付している。

第４の実施例は、第２の実施例のハーフブリツ
ジ構成からスイツチング素子１石による構成に置
き換えたものである。第９図において、入力直流
電源２７に対して、インダクタンス１５、並列共
振回路１９、スイツチング手段２９とが直列に接
続され、上記スイツチング手段２９は、スイツチ
ング素子２６と一方向性素子２５とが直列に接続
され、さらに、一方向性素子２５の導通方向と反
対方向に導通するスイツチング素子３０を上記ス
イツチング素子２６と一方向性素子２５の直列回
路と並列に接続して構成されたものである。ま
た、制御回路２８は、第２の実施例の制御回路１
７においてスイツチング素子３，４を交互にオ
ン・オフさせるために必要であつた発振周波数の
振り分け回路を除いたものに相当し、他は全く同
一である。

以下、第４の実施例の動作を第１０図を参照し
つつ説明するが、第２の実施例と同一な動作をす
る部分については省略し、異なる部分についての
み述べていく。

第２の実施例では、インダクタンス１５と並列
共振回路１９で構成された直列共振回路に流れる
直列共振電流ｉと、入力直流電源に回生される回
生電流は、スイツチング手段が２つであるため双
方向に流れていたが、第４の実施例ではスイツチ
ング手段が１つのため、並列共振回路１９への直
列共振電流と回生電流は一方向からのみとなる。
そのため、第２の実施例の動作波形を示す第６図
と第４の動作波形を示す第１０図の直列共振電流
ｉの波形が異なる。また、他の動作や波形につい
ては、同一の原理を用いているため、波形も同一
となる。

従つて、第４の実施例の制御方法は第２の実施
例と全く同一の方法にて定電圧電源装置の出力端
子ｇ，ｈ間の出力直流電圧を安定化させることが
できる。

このように、本発明の第２の実施例は１つのス
イツチング手段にても構成することができるの
で、第４の実施例は第２の実施例と全く同一の制
御方法にて、共振現像を利用した定電圧電源装置
の特徴を損なうことなく、出力直流電圧を安定化
させることができるものである。

なお、本発明の実施例として、ハーフブリツジ
構成と１石で構成した回路について説明を行なつ
たが、上記回路構成に限定されることなく、例え
ば、スイツチング手段を４つ使用したフルブリツ
ジ構成においても同様な制御方法にて出力直流電
圧を安定化させることができる。

本発明で入力電源として直流電源を用いたが、
交流電源を整流して得られた変動の大きい直流電
圧も当然ながら入力電源として利用できることも
言うまでもない。

発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明は、共
振現像を利用した定電圧電源装置の直列共振回路
をインダクタンスと並列共振回路にて構成し、上
記並列共振回路に蓄えることのできるエネルギー
量を制御することにより、従来の共振現像を利用
さた定電圧電源装置の出力直流電圧を広範囲な入
出力変動に対しても安定化することができるもの
である。さらに、上記従来の定電圧電源装置のも
つ低スイツチング損失と低輻射雑音の特徴を何ら
損なうことがない。

【図面の簡単な説明】

第１図と第２図は従来の共振現像を利用した定
電圧電源装置の回路構成図とその動作波形図、第
３図と第４図は本発明の第１の実施例の回路構成
図とその動作波形図、第５図と第６図は本発明の
第２の実施例の回路構成図とその動作波形図、第
７図と第８図は第１の実施例をスイツチング手段
１つで実現した回路構成図とその動作波形図、第
９図と第１０図は第２の実施例をスイツチング手
段１つで実現した回路構成図とその動作波形図で
ある。 １，２，２７……入力直流電源、３，４，２６
……スイツチング素子、５，１６…変換トラン
ス、５ａ，１６ａ……変換トランスの１次側巻
線、５ｂ，１６ｂ……変換トランスの２次側巻
線、７……コンデンサ、８……整流回路、９……
平滑用コンデンサ、１０……負荷、１１，１２，
２０，２１，２５，３０……一方向性素子、１
３，１４，２２，２３，２４，２９……スイツチ
ング手段、１５……インダクタンス、１７，２８
……制御回路、１９……並列共振回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 入力直流電源に対して、少なくともオン、オ
   フ動作するスイツチング手段と、変換トランスの
   入力端子にコンデンサを並列に接続した並列共振
   回路とインダクタンスとからなる直列共振回路と
   を接続し、かつ前記変換トランスの出力端子に整
   流回路および平滑回路を接続した構成とし、前記
   スイツチング手段のスイツチング周波数を前記直
   列共振回路の直列共振周波数と前記並列共振回路
   の並列共振周波数との間になるごとく、前記平滑
   回路より得られる出力直流電圧の関数として前記
   スイツチング周波数を制御する制御手段を設けた
   ことを特徴とする定電圧電源装置。 ２ スイツチング手段を一方向にのみ導通するよ
   うな構成としたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の定電圧電源装置。 ３ スイツチング手段を、一方向のみに導通する
   スイツチング素子と並列に前記スイチング素子の
   導通方向と反対方向に導通するように一方向素子
   を接続した回路構成としたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の定電圧電源装置。