JPS5820546B2 - スイツチドモ−ド電源回路の保護回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチングパルスによって開閉制御される
少なくとも１個のスイッチング素子によって、直流電源
からの電力供給が開閉制御されるインダクタンス素子よ
り所要の電圧値の直流出力電力を取出すべくなされてお
り、また、前記のインダクタンス素子から取出された直
流出力電力の電圧値の変動を検出し、前記の電圧値の変
動に応じて前記したスイッチングパルスにおける衝撃係
数を変化させて、前記のインダクタンス素子から取出さ
れる直流出力電力の電圧値が一定なもの古なるように制
御されるようになされているスイッチドモード電源回路
において、負荷が短絡するなどの異常が発生した際にス
イッチング素子の保護が良好に行なわれ、また、誤動作
を起こすことがないと共に、異常状態の検出を確実に行
なうことができ、さらに自動復帰機能を有するなどの優
れた諸特徴を有するスイッチドモード電源回路の保護回
路を提供することを目的としてなされたものである。

まず、第１図及び第２図を参照して、従来のスイッチド
モード電源回路の保護回路について、その構成や動作な
らびに問題点の所在などを明らかにする。

第１図は保護回路を備えたスイッチドモード電源回路の
従来例のものの１つを示すブロック図であって、この第
１図において０は商用周波の交流電源、１は前記した交
流電源０を整流濾波して出力端子７，８間に出力電圧Ｖ
ｉの直流電力を発生する直流電源であり、この直流電源
１は図示の例においては４個の整流素子（ダイオード）
２〜５からなるブリッジ型の全波整流回路と平滑コンデ
ンサ６とによって構成されているものとして示されてい
る。

直流電源１の出力端子７，８には、インダクタンス素子
９とスイッチング素子１３と抵抗１４との直列接続回路
が接続されており、スイッチング素子１３がスイッチン
グ動作を行なうことによって、直流電源１からインダク
タンス素子９に対して供給された直流電力が磁気エネル
ギとして蓄えられたり、インダクタンス素子９から電力
として取出されたりする。

図示の例においてインダクタンス素子９としては、１次
巻線１ｏと２次巻線１１と３次巻線１２とからなるトラ
ンス９が用いられているが、インダクタンス素子９とし
てチョークコイルが用いられてもよい。

また、図示の例においては、スイッチング素子１３とし
て１個のトランジスタ１３が用いられているが、複数個
のトランジスタあるいは１個または複数個の地形式の能
動素子が用いられてもよい。

トランジスタ１３のエミッタに接続された抵抗１４は、
トランジスタ１３に流れる電流の検出用の抵抗であり、
この部分の動作や問題点などについては後述されている
。

図中においてインダクタンス素子９として用いられてい
るトランス９の各巻線１０〜１２に付されている黒丸印
しは、トランジスタ１３がオンの状態の際の電圧極性で
あり、トランス９にはトランジスタ１３のオン状態の際
にエネルギが蓄積され、その蓄積されたエネルギはトラ
ンジスタ１３がオフ状態の際に２次巻線１１と３次巻線
１２とから後続回路に放出される。

トランス９の２次巻線１１には整流素子１５と平滑用コ
ンデンサ１６とからなる整流平滑回路が設けられており
、また、トランス９の３次巻線１２には整流素子３ｏと
平滑用コンデンサ３１とからなる整流平滑回路が設けら
れており、前記一方の２次巻線１１側の回路で得られた
直流電圧Ｖｏの直流電力は出力端子 ・１７．１８より
負荷１９に供給され、前記他方の３次巻線１２側の回路
で得られた直流出力は出力端子２８を介して後述する誤
差電圧検出回路へと与えられる。

ブロック２７は、前記したスイッチング素子１３として
用いられるトランジスタ１３のベースに供給するスイッ
チングパルスの発生回路であって、図示の例では、スイ
ッチングパルスの発生回路２７における動作用電力が、
小容量の直流電源２０からスイッチングパルスの発生回
路２７に与えられるようになされている。

スイッチングパルスの発生回路２７において、２３は誤
差検出増幅器、２４はパルス幅変調器、・２５はのこぎ
り波発生器、２６は増幅器であって、誤差検出増幅器２
３は、前記した端子２８に接続された抵抗３２と可変抵
抗器３３及び抵抗３４などからなる誤差電圧検出回路の
抵抗回路網における可変抵抗器３３の摺動子から得た電
圧Ｖｘと、ツェナ・ダイオード２２によって設定された
基準電圧Ｖｓとを比較して、出力電圧■０の変動分と対
応した誤差出力電圧ＶＢをパルス幅変調器２４に与える
。

また、パルス幅変調器２４にはのこぎり波発生器２５か
らの一定の繰返し周期Ｔｓを有するのこぎり波電圧■Ａ
が与えられているから、パルス幅変調器２４からの出力
パルス〜のパルス幅はｖＡ〉ＶＢの期間と対応するもの
となり、したがって、誤差検出増幅器２３からの誤差出
力電圧ｖＢの変化ニ応シテ、パルス幅変調器２４からの
出力パルスＰｗのパルス幅は第２図す図示のように変化
したものとなる。

なお、第２図ａ図において、ｖＡはのこぎり波発生器２
５からの繰返し周期がＴｓののこぎり波電圧であり、ま
た、ＶＢは誤差検出増幅器２３からの誤差出力電圧であ
る。

パルス幅変調器２４からの出力パルスＰｗは増幅器２６
によって増幅された後に、スイッチングパルスＰｓとし
てトランジスタ１３のベースに供給される。

したがって、スイッチングパルスの発生回路２７からス
イッチング素子１３として用いられているトランジスタ
１３のベースに供給される上記のスイッチングパルスＰ
ｓのパルス巾は、負荷１９に与えられる直流電力の電圧
値が常に一定値Ｖｏとなるように変化されたものとなさ
れるのであす、トランジスタ１３は負荷１９に与えられ
る直流電力の電圧値が常にＶｏとなるように衝撃係数（
デユーティサイクル、デユーティファクタ）が変化する
スイッチングパルスＰｓによってオンオフされることに
より、直流電源１がらインダクタンス素子９に供給され
るエネルギ量を制御して、負荷１９に与えられる直流電
力の電圧値が常に所定の一定電圧Ｖｏに保持されるよう
にする。

すなわち、端子１７，１８から負荷１９に与えられる直
流電力の電圧値が、所定の電圧値Ｖｏよりも高い（低い
）場合には、誤差電圧検出回路で検出された電圧Ｖｘが
上昇（下降）して、誤差検出増幅器２３からの誤差出力
電圧ｖＢが上昇（下降）シ、それによりパルス幅変調器
２４からの出力パルスＰｗの衝撃係数が小（犬）となり
、増幅器２６から出力されるスイッチングパルスＰｓの
衝撃係数が小（犬）となって、トランジスタ１３の導通
期間が短かく（長く）なって、直流電源１からインダク
タンス素子９に蓄えられて負荷側に放出されるエネルギ
量が減少（増加）して、端子１７．１８から負荷１９に
供給される直流電力の電圧値が一定の電圧値Ｖｏに保持
されるようになされるのである。

上記した説明においてスイッチングパルスの発生回路２
７では、のこぎり波発生器２５は常に一定の繰返し周期
Ｔｓを有するのこぎり波電圧■いを発生し、そののこぎ
り波電圧ｖＡに対するクリップレベルが誤差検出増幅器
２３からの誤差出力電圧ｖＢによって変化されることに
より、誤差出力電圧ｖＢの大きさに従ってパルス幅が変
化するスイッチングパルスＰｓが出力されるとしたが、
スイッチングパルスの発生回路２７としては、誤差検出
増幅器２３からの誤差出力電圧ＶＢによって、のこぎり
波発生器２５において発生されるのこぎり波の繰返し周
期を変化させ、のこぎり波発生器２５で発生されたのこ
ぎり波電圧■いを、常に一定な電圧のクリップレベルで
クリップすることにより、誤差出力電圧ｖＢの大きさに
応じてパルス幅が変化するスイッチングパルスＰｓが出
力されるようになされたものが使用されてもよいのであ
る。

上記のように第１図示のスイッチドモード電源回路にお
ける既述した構成部分はスイッチングパルスの発生回路
２７からトランジスタ１３のベースに供給されるスイッ
チングパルスＰｓが、誤差検出増幅器２３の誤差出力電
圧ｖＢの大きさに従ってその衝撃係数の大きさを変化し
て、端子１７゜１８から負荷１９に供給される直流電力
の直流電圧値を所定の電圧Ｖｏに保つように動作するも
のであるから、例えば負荷１９が短絡するなどの異常時
には、スイッチングパルスの発生回路２７からトランジ
スタ１３のベースに与えられるスイッチングパルスＰｓ
はその衝撃係数が非常に大きなものとなって、トランジ
スタ１３が破壊されてしまうことが起こる。

そのために、第１図示のスイッチドモード電源回路にお
いては、前記のような異常時にトランジスタ１３を破壊
から保護するのに、トランジスタ１３のエミッタ回路に
接続された抵抗１４に生じるエミッタ電流の大きさに比
例した大きさの電圧を、サイリスタ２１のゲートに与え
るようにしておくことにより、トランジスタ１３に大き
な電流が流れた時にサイリスタ２１を動作させて、スイ
ッチングパルスの発生回路２７における増幅器２６から
トランジスタ１３のベースへのスイッチングパルスＰｓ
の供給を遮断するようにしている。

ところが、上記のように保護回路としてその構成中にサ
イリスタ２１が用いられている場合には、保護回路が一
度動作すると、その後に改めて主電源スイッチを開閉し
直さない限り保護回路は動作状態を継続したままとなる
、すなわち、サイリスクが用いられている保護回路には
自動復帰機能を有していないために、例えば、負荷の大
きさが急変して、トランジスタ１３のエミッタに接続さ
れた抵抗１４に短時間だけ大きな電圧が現われすぐに正
常な状態に戻るというような、本来、保護回路で保護の
対象としなくてもよいような状態においても、抵抗１４
に瞬間的に現われた大きな電圧によって保護回路が保護
動作を開始すると、そのまま保護回路による保護動作が
永続的に行なわれてしまうという欠点がある。

負荷の急変による抵抗１４における上記のような電圧変
化の状態は、例えばテレビジョン受像機が負荷として用
いられた際に、映像内容が黒から白に急変した時にも現
われるのであるが、このような場合でも保護回路が誤ま
って保護動作を開始し、しかも保護回路が自動復帰動作
を行なわないというこ吉はテレビジョン受像機の性能上
からみても不具合いなことである。

上記の欠点を幾分でも解消しようとするために、トラン
ジスタ１３のエミッタに接続される抵抗１４を、その抵
抗値が低い値のものとした場合には、トランジスタ１３
に流れる電流量の検出感度が相対的に低下するために、
異常が発生してから保護回路が動作するまでの所要時間
が多くなり、したがって、保護回路によるトランジスタ
１３に対する保護機能が不充分になるということが問題
となる。

本発明は、従来のスイッチドモード電源回路の保護回路
における既述のような諸問題点のないスイッチドモード
電源回路の保護回路を提供するものであって、第３図に
本発明の一実施態様のもののブロック図を示す。

この第６図において、既述した第１図示の回路配置にお
ける構成部分と同等な構成部分には、第１図中に使用し
た引用符号と同一の引用符号を付している。

第３図（こおいて、破線枠で示すブロックＭＭは単安定
マルチバイブレークであって、第３図中に示されている
単安定マルチバイブレークＭＭは、集積回路化（ＩＣ化
）に適する構成態様のものとして構成されているものの
例であるが、この単安定マルチバイブレークＭＭとして
は他の構成態様のものが用いられてもよいことは勿論で
ある。

単安定マルチバイブレークＭＭにおいて、エミッタ回路
に定電流回路４Ｔに設けられているトランジスタ４５と
４６におけるトランジスタ４６は、単安定マルチバイブ
レークＭＭが安定な状態において不導通（オフ）の状態
となされ、また、トランジスタ４５は単安定マルチバイ
ブレークＭＭが安定な状態において導通（オン）した状
態となされる。

トランジスタ４６がオフの状態においては、トランジス
タ４３，３９，４８もすべてオフの状態にあり、前記し
たトランジスタ４６のベース電圧は、電源５７の電圧Ｖ
ｃからトランジスタ５１におけるベース・エミッタ間順
方向電圧降下ＶＢＥ（他のトランジスタにおけるベース
・エミッタ間順方向電圧降下も、トランジスタ５１のＶ
ＢＥ と略々等しいので、以下の説明ではどのトランジ
スタのベース・エミッタ間順方向電圧降下もＶＢＥであ
るとされている）を減じた（Ｖｃ−ＶＢＥ）となってい
る。

トランジスタ４６がオフの状態の時にトランジスタ４５
のベースには、電源電圧Ｖｃｃを抵抗３６゜３７．３８
からなる抵抗回路網により分圧して得た電圧■Ｈが与え
られているが、前記の電圧ｖＨはオフの状態のトランジ
スタ４６のベースに加えられている電圧（Ｖｃ−ＶＢＥ
）に対して、ｖＨ＞（Ｖｃ −ＶＢ Ｅ）の関係を有
するようなものであり、したがって、トランジスタ４５
はオン、トランジスタ４６はオフの状態を続けて単安定
マルチバイブレークＭＭは安定な状態に保持されている
。

インダクタンス素子９に対する電力供給を開閉制御する
スイッチング素子１３として用いられているトランジス
タ１３のエミッタに接続された抵抗１４へ時刻ｔ１にト
ランジスタ３９のベース。

エミッタ間順方向電圧降下ＶＢＥよりも大きな電圧Ｖａ
が生じると（第４図ａ図参照）、トランジスタ３９がオ
ンの状態となって抵抗３８を略々短絡状態トシ、トラン
ジスタ４５のベースには電源電圧が抵抗３６と抵抗３７
とによって分圧された電圧ｖＬ（ただし、ＶＬ＜（ＶＣ
ＶＢＥ））が与えられることになり、トランジスタ４５
はオフの状態となされ、同時にトランジスタ４６がオン
の状態となされる。

トランジスタ４６がオンの状態になると、トランジスタ
４３，４８もオンの状態となり、またトランジスタ３９
もオンの状態に保持される。

トランジスタ４６のベースと接地間に接続されているコ
ンデンサＣは、トランジスタ４８の導通により抵抗Ｒを
介して放電して、コンデンサＣの端子電圧は第４図す図
示のように時間軸上で変化する。

前記したコンデンサＣの端子電圧が、時刻ｔ２に前記し
たトランジスタ４５のベース電圧■Ｌよりも低下すると
、トランジスタ４６が時刻ｔ２ にオフの状態となり、
同時にトランジスタ４３゜３９．４８もすべてオフの状
鵬となる。

前記のようにトランジスタ３９がオフの状態となされる
ことにより、トランジスタ４５のベースには再び電圧ｖ
Ｈが与えられるために、トランジスタ４５はオフの状態
からオンの状態へと戻る。

トランジスタ４６がオンの状態からオフの状態へと変化
して、トランジスタ４８もオンの状態からオフの状態へ
と変化した時点から、コンデンサＣは抵抗５０を介して
電源５７によって充電され始め、その端子電圧は第４図
す図示のようにトランジスタ５１のエミッタ電圧（Ｖｃ
−ＶＢＢ）に向かって上昇して行く。

上記したトランジスタ４８のコレクタにベースが接続さ
れているトランジスタ５９のベース電圧は、既述した単
安定マルチバイブレークＭＭにおける各トランジスタの
オン、オフ動作及び抵抗Ｒ２５０とコンデンサＣなどに
よる時定数回路の充放電動作などによって、時間軸上で
第４図Ｃ図示のように変化する。

前記のトランジスタ５９のコレクタは接地されており、
そのエミッタは抵抗５８を介してトランジスタ５６のエ
ミッタに接続され、また、電源５７にベースが接続され
ている前記のトランジスタ５６のコレクタは、トランジ
スタ５４のコレクタ及びトランジスタ５４，５５のベー
スに接続され、さらにトランジスタ５４のエミッタは抵
抗５２を介して電源電圧Ｖｃｃに、トランジスタ５５の
エミッタは抵抗５３を介して電源電圧Ｖｃｃに接続され
、さらにまた、トランジスタ５５のコレクタは誤差検出
増幅器２３とパルス幅変調器２４との間に接続された抵
抗３５におけるパルス幅変調器２４側の端部に接続され
ている。

したがって、トランジスタ５９のベースの電圧が、第４
図Ｃ図示のように時間軸上で変化したとき、すなわち、
トランジスタ１３のエミッタに接続された抵抗１４に発
生した異常に大きな電圧Ｖａによって単安定マルチバイ
ブレークＭＭが安定な状態から不安定な状態に変化し、
再び安定な状態に戻るという一連の動作と対応して、単
安定マルチバイブレークＭＭにおける時定数回路の電圧
が時間軸上で変化することにより、トランジスタ５９は
そのベース電圧が（Ｖｃ −２ＶＢ Ｅ ）以下の電圧
値となるｔ１→ｔ３の期間にわたって導通状態となり、
それに伴なってトランジスタ５４〜５６もｔ１→ｔ３の
期間にわたって導通状態となる。

前記したｔ１→ｔ３の期間は、のこぎり波電圧ｖＡの繰
返し周期Ｔｓ（スイッチングパルスＰｓの繰返し周期も
同じ）よりも充分に長いようになされる。

パルス幅変調器２４の入力インピーダンスが充分に高く
、また誤差検出増幅器２３の出力インピーダンスが充分
に低いとすると、上記したトランジスタ５９．５４〜５
６の導通期間に流れるトランジス・り５５のコレクタ電
流は、誤差検出増幅器２３の出力側とパルス幅変調器２
４の入力側との間に直列的に挿入接続された抵抗３５中
を通るから、トランジスタ５９．５４〜５６が導通状態
の時にパルス幅変調器２４に与えられる誤差出力電圧Ｖ
Ｂ／は、誤差検出増幅器２３から出力される本来の誤差
出力電圧ｖＢと、前記したトランジスタ５５のコレクタ
電流による抵抗３５の電圧降下とが加算された第４図ｄ
図示のようなものとなる。

すなわち、トランジスタ５９．５４〜５６が導通状態と
なるｔ１→ｔ３の期間において、単安定マルチバイブレ
ークＭＭにおけるトランジスタ４８がオンの状態になっ
た時刻ｔ１からオフの状態になる時刻ｔ２までの間では
、トランジスタ４８が飽和領域で動作しているために、
トランジスタ４８のコレクタに接続されているトランジ
スタ５９のベースの電圧は略々接地電位となされ、した
がってトランジスタ５９．５４〜５６には大電流が流れ
、トランジスタ５５のコレクタ電流によって抵抗３５に
生じる電圧降下も第４図ｄ図中のｔ１→ｔ２期間に示さ
れるように大きなものとなる。

トランジスタ４８がオンの状態からオフの状態へと変化
した時点ｔ２においてトランジスタ５９のベース電圧は
、既述した略々接地電圧の状態から時刻ｔ２におけるコ
ンデンサＣの端子電圧ＶＬへと急激に変化し、その後は
抵抗５０を通してコンデンサＣが充電されることによる
コンデンサＣの端子電圧の上昇に従って、第４図Ｃ図示
の曲線のように（Ｖｃ−ＶＢＢ）の電圧値に向かって上
昇して行くから、トランジスタ５９．５４〜５６に流れ
る電流量は、第４図Ｃ図示の曲線に示す変化傾向を示し
て減少変化し、それに従ってトランジスタ５５のコレク
タ電流による抵抗３５の電圧降下は、第４図ｄ図中のｔ
２→ｔ３期間に示されているように次第に減少して行く
。

そこで、トランジスタ４８がオンの状態からオフの状態
に変化した時点ｔ２において、接地電圧から急激にｖＬ
の電圧値にまでトランジスタ５９のベース電圧が上昇し
た状態でトランジスタ５５のコレクタに流れるコレクタ
電流により抵抗３５に発生する電圧降下Ｖαを、のこぎ
り波発生器２５により発生されてパルス幅変調器２４へ
供給されているのこぎり波電圧ＶＡの波高値よりも充分
に大きな値となるようにしておくと、負荷の短絡あるい
は負荷の急変などに基づいてトランジスタ１３のエミッ
タに接続された抵抗１４に第４図ａ図示のような大きな
電圧Ｖａが発生して単安定マルチバイブレークＭＭを起
動させた場合に、時刻ｔ１→ｔ２の期間の全部と時刻ｔ
２→ｔ３の期間の一部とからなる期間においては、パル
ス変調器２４に加えられる誤差出力電圧ｖＢｌの電圧値
が、パルス変調器２４に供給されているのこぎり波電圧
ｖＡの波高値よりも高い電圧値となされるので、パルス
変調器２４からはパルスが送出されず、したがって、ス
イッチングパルスの発生回路２７の増幅器２６からスイ
ッチング素子１３に対してスイッチングパルスＰｓは供
給されないようにすることができる。

次いで、時刻ｔ２→ｔ３の期間においてトランジスタ５
９のベース電圧が電圧値ｖＬから電圧値（Ｖｃ−２ＶＢ
Ｅ）まで上昇して行（過程において、それに伴なってト
ランジスタ５５のコレクタ電流も次第に減少して、行く
ことによりこのトランジスタ５５のコレクタ電流により
抵抗３５に生じる電圧降下も次第に減少して行き、パル
ス幅変調器２４へ与えられる誤差出力電圧ＶＢ′の電圧
値も次第に低下して、のこぎり波電圧ｖＡの波高値と一
致した電圧値を経てのこぎり波電圧■Ａの波高値よりも
低い電圧値に久遠する。

パルス幅変調器２４へ与えられる誤差出力電圧ＶＢ′の
電圧値が、のこぎり波電圧ＶＡの波高値より低い電圧値
になって行くさ、パルス変調器２４からは誤差出力電圧
ＶＢ′のレベルの低下に応じて次第に衝撃係数が大きく
なって行くパルスＰｗが順次に送出され、これが増幅器
２６によって増幅されてスイッチングパルスＰｓとして
スイッチング素子１３に与えられる。

このように、本発明のスイッチドモード電源回路の保護
回路では、抵抗１４に生じる電圧降下が増大したことを
検知して直ちに保護回路が動作して、スイッチング素子
１３に対するスイッチングパルスＰｓの供給を停止し、
スイッチング素子１３に対する保護を完全に行なうこと
ができると共に。

保護回路はそれが動作を開始してから一定の時間後に自
動復帰して、スイッチング素子１３に対し、時間軸上で
次第に衝撃係数が大きくなって行くスイッチングパルス
Ｐｓが供給される状態となるようにスイッチングパルス
の発生回路２７を制御するのである。

このように、自動復帰後におけるスイッチング素子１３
に供給されるスイッチングパルスＰｓが、それの衝撃係
数がＯの状態のものから次第に衝撃係数の大きなものへ
吉変化されるようになされていることは、自動復帰時に
おけるスイッチング素子１３の保護が完全に行なわれ得
るという点から非常に望ましいことである。

さて、何らかの原因によって抵抗１４に大きな電圧降下
が生じて上記のように保護回路が動作を開始し、それか
ら一定時間の経過後に自動復帰して、スイッチング素子
１３に対して次第に衝撃係数が大きくなって行く状態の
スイッチングパルスＰｓが供給された場合に、負荷が短
絡状態のままであれば、再び抵抗１４には大きな電圧降
下が生じるから、保護回路は再び動作を開始して直ちに
スイッチングパルスＰｓの供給が停止され、スイッチン
グ素子１３の保護は完全に行なわれる。

そして負荷が短絡状態にある限り、保護回路は動作→自
動復帰→動作→自動復帰・・・を繰返えすが、スイッチ
ング素子として用いられるトランジスタ１３には過大な
電流が流されることがないから、トランジスタ１３は完
全に保護された状態となされるのである。

本発明のスイッチドモード電源回路の保護回路は、第３
図示のような構成形態のスイッチドモード電源回路以外
の構成形態を有するスイッチドモード電源回路に対して
も良好に適用するこ吉ができることはいうまでもない。

以上詳細に説明したところから明らかなように、本発明
のスイッチドモード電源回路の保護回路は、インダクタ
ンス素子に対する電力供給を開閉制御するスイッチング
素子に流れる電流値の大きさが予め定められた値を超え
た場合に単安定マルチバイブレークを安定状態から不安
定状態へと移行させて直ちにスイッチング素子に対する
スイッチングパルスの供給を停止し、また、単安定マル
チバイブレークにおける時定数回路に生じる時間軸上で
大きさが変化する電圧に基づいて、スイッチング素子に
供給されるべきスイッチングパルスの衝撃係数を、時間
軸上で０から次第に増加するように変化させるようにし
てスイッチング素子を過大電流から保護し、また、自動
復帰機能を有しているために、スイッチング素子に対す
る保護が完全に行なわれると共に、誤動作することがな
く、さらに、スイッチング素子に流れる電流の検出用回
路の構成も容易にできるのであって、本発明によれば既
述した従来のものにおける諸欠点がすべて良好に解消さ
れた性能の優れたスイッチドモード電源回路を容易に提
供することを可能とする。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例回路のブロック図、第２図ａ。 ｂ図及び第４図ａ ＝ ｄ図は説明用波形図、第３図は
本発明のスイッチドモード電源回路の保護回路の一実施
態様のもののブロック図である。 ０・・・交流電源、１・・・直流電源、９・・・インダ
クタンス素子、１３・・・スイッチング素子、２２・・
・ツェナ・ダイオード、２３・・・誤差検出増幅器、２
４・・・パルス幅変調器、２５・・・のこぎり波発生器
、３９゜４３．４５，４６，４８，５４〜５６．５９・
・・トランジスタ、１４，３２．３４〜３Ｂ 、４０〜
４２．４４，５０，５２，５３，５８．Ｒ・・・抵抗、
Ｃ・・・コンデンサ、ＭＭ・・・単安定マルチバイブレ
ーク、２０．５７・・・電源。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流電力を整流平滑して直流電力を発生させる直流
   電源と、スイッチングパルスによって開閉制御される少
   なくとも１個のスイッチング素子によって、前記直流電
   源からの電力供給が開閉制御されるインダクタンス素子
   と、前記のインダクタンス素子に発生する電圧を整流平
   滑して得た直流出力電力の電圧値の変動を検出する手段
   と、前記の電圧値の変動に応じて前記したスイッチング
   パルスの衝撃係数を変化させる手段と、スイッチング素
   子に流れる電流値に応じた電圧を検出する手段などを備
   えて、前記のインダクタンス素子から取出される直流出
   力電力の電圧値が一定なものとなるように制御されるよ
   うになされているスイッチドモード電源回路の保護回路
   であって、スイッチングパルスによって開閉制御される
   スイッチング素子に流れる電流値に応じた電圧を検出す
   る手段と、前記のスイッチング素子に流れる電流値が所
   定の値を起えた時に、前記したスイッチング素子に流れ
   る電流値に応じた電圧を検出する手段からの出力に基づ
   いて安定な状態から不安定な状態へと移行するようにな
   された単安定マルチバイブレークと、前記した単安定マ
   ルチバイブレータが不安定な状態となされた時に、単安
   定マルチバイブレークにおける時定数回路に時間軸上で
   大きさが変化する電圧を発生させる手段と、前記した時
   定数回路に発生された電圧を前記したスイッチング素子
   に供給されるべきスイッチングパルスの衝撃係数を変化
   させる手段に与えてスイッチングパルスの衝撃係数がＯ
   の状態から次第に増加するように変化しているスイッチ
   ングパルスヲ生じさせる手段とを備えてなるスイッチド
   モード電源回路の保護回路。