JPH02238508A - モータ制御方法 - Google Patents
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- JPH02238508A JPH02238508A JP1058493A JP5849389A JPH02238508A JP H02238508 A JPH02238508 A JP H02238508A JP 1058493 A JP1058493 A JP 1058493A JP 5849389 A JP5849389 A JP 5849389A JP H02238508 A JPH02238508 A JP H02238508A
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Stopping Of Electric Motors (AREA)
- Control Of Position Or Direction (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、モータの回転角度位置又はモータに連結され
た移動物体の位置を正確に決定することかできるモータ
制御方法に関するものである。
た移動物体の位置を正確に決定することかできるモータ
制御方法に関するものである。
［従来の技術］
モータ又はこれに連結された移動物体を所定位置に停止
させるなめに、現在位置と所定位置との差を求め、この
差が大きい場合にはモータの速度を大になし、差が小さ
い場合にはモータの速度を小になすことは既に行われて
いる。
させるなめに、現在位置と所定位置との差を求め、この
差が大きい場合にはモータの速度を大になし、差が小さ
い場合にはモータの速度を小になすことは既に行われて
いる。
また、位置の差《偏差）に比例的に速度を低下させる制
御を安定的に達成するために、偏差と速度との理想的関
係を示す曲線を予め決定し、この理想曲線に沿って位置
及び速度を零に収束させることは、昭和６３年電気学会
全国大会論文集Ｎｏ． １５１６（第２０３２頁）に開
示されている。
御を安定的に達成するために、偏差と速度との理想的関
係を示す曲線を予め決定し、この理想曲線に沿って位置
及び速度を零に収束させることは、昭和６３年電気学会
全国大会論文集Ｎｏ． １５１６（第２０３２頁）に開
示されている。
また、交流モータ用のＰＷＭインバータの制御をＲＯＭ
を使用して行うことは特開昭６２−２０７１９６号公報
に開示されている。
を使用して行うことは特開昭６２−２０７１９６号公報
に開示されている。
［発明が解決しようとする課題１
しかし、更に、安定性及び正確性に優れたモータ制御方
式が要求されている。
式が要求されている。
そこで、本発明の目的は上記の要求に応えることができ
るモータ制御方法を提供することにある。
るモータ制御方法を提供することにある。
［課題を解決するための手段］
上記目的を達成するだめの本発明は、モータの回転角度
位置又はこれに対応する位置を目標位置にするために、
現在位置と目標位置との差から成る位置偏差Δθを第１
の軸とし、モータの速度のを前記第１の軸に直交する第
２の軸とした座標において零点を通る目標制御線（スラ
イディング曲線）を設定し、前記現在位置を示す位置デ
ータを得、前記位置データと目標位置とを比較して位置
偏差Δθを求め、前記モータの速度ωを示ず速度データ
を得、前記位置痢差（Δθ）と検出された速度ωとで決
定された座標位置と前記目標制御線との位置の誤差を求
め、前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置
偏差を零に収束させるように前記モータを制御するモー
タ制御方法において、前記目標制御線を中心にして一方
の側に加速制御領域を設け、且つ前記比例制御領域の他
方の側に減速制御領域を設け、且つ前記目標制御線の両
側に比例制御領域を設け、且つ幅を前記位置偏差が小さ
くなるに従って狭くしたことを特徴とするモータ制御方
法に係わるものである。 なお位置偏差が零になる近傍
で差信号にこれ又はこれに対応する信号の積分値を加算
することか望ましい。
位置又はこれに対応する位置を目標位置にするために、
現在位置と目標位置との差から成る位置偏差Δθを第１
の軸とし、モータの速度のを前記第１の軸に直交する第
２の軸とした座標において零点を通る目標制御線（スラ
イディング曲線）を設定し、前記現在位置を示す位置デ
ータを得、前記位置データと目標位置とを比較して位置
偏差Δθを求め、前記モータの速度ωを示ず速度データ
を得、前記位置痢差（Δθ）と検出された速度ωとで決
定された座標位置と前記目標制御線との位置の誤差を求
め、前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置
偏差を零に収束させるように前記モータを制御するモー
タ制御方法において、前記目標制御線を中心にして一方
の側に加速制御領域を設け、且つ前記比例制御領域の他
方の側に減速制御領域を設け、且つ前記目標制御線の両
側に比例制御領域を設け、且つ幅を前記位置偏差が小さ
くなるに従って狭くしたことを特徴とするモータ制御方
法に係わるものである。 なお位置偏差が零になる近傍
で差信号にこれ又はこれに対応する信号の積分値を加算
することか望ましい。
［作 用］
本発明によって比例制御領域を位置閣差の大きい領域で
広く、小さい領域で狭くすることによって、位置偏差の
大きい領域では安定的な速度制御か可能になり、位置偏
差の小さい領域ではゲインを上けなと等価になり、応答
性が良くなって高精度な位置決めが可能になる。
広く、小さい領域で狭くすることによって、位置偏差の
大きい領域では安定的な速度制御か可能になり、位置偏
差の小さい領域ではゲインを上けなと等価になり、応答
性が良くなって高精度な位置決めが可能になる。
また、積分値を加算ずれは、偏差が零近傍の領域で必要
なｌ・ルクを得ることか可能になる。
なｌ・ルクを得ることか可能になる。
［実施例］
次に、本発明の１実施例に係わる三相モータの速度制御
方式を説明する。第１図において、三和誘導電動機から
成るモータ１には、ＰＷＭ制御可能な三相インバータ２
が接続されている。インバータ２は、第２図に示すよう
に直流電源３にトランジスタから成るスイッチ素子ＡＩ
、Ａ２ 、Ｂｌ、Ｂ２、Ｃ１、Ｃ２をブリッジ接続し
たものである。
方式を説明する。第１図において、三和誘導電動機から
成るモータ１には、ＰＷＭ制御可能な三相インバータ２
が接続されている。インバータ２は、第２図に示すよう
に直流電源３にトランジスタから成るスイッチ素子ＡＩ
、Ａ２ 、Ｂｌ、Ｂ２、Ｃ１、Ｃ２をブリッジ接続し
たものである。
６個のスイッチ素子Ａ１〜Ｃ２は、駆動回路４から供給
される制御信号に応答してオン・オフ動作する。なお、
インバータ２の上側の３つのスイッチ素子Ａ１、Ｂ１、
Ｃ１と下側の３つのスイッチ素子Ａ２ 、Ｂ２ 、Ｃ２
とは、互いに逆に動作するので、一方の制御を特定ずれ
は、インバータ全体の制御が特定される。ここでは、Ｒ
ＯＭ （リードオンリーメモリ）５から読み出される第
１、第２、及び第３の信号Ａ，Ｂ，Ｃによりインバータ
制御状態を特定し、信号Ａ，Ｂ，Ｃか高レベル即ち論理
“１′″の時にスイッチ′素子ＡＩ 、Ｂ１ 、ＣＩが
オン、低レベル即ち論理゛０“の時にスイッチ素子Ａ１
、Ｂ１、Ｃ１がオフとする。
される制御信号に応答してオン・オフ動作する。なお、
インバータ２の上側の３つのスイッチ素子Ａ１、Ｂ１、
Ｃ１と下側の３つのスイッチ素子Ａ２ 、Ｂ２ 、Ｃ２
とは、互いに逆に動作するので、一方の制御を特定ずれ
は、インバータ全体の制御が特定される。ここでは、Ｒ
ＯＭ （リードオンリーメモリ）５から読み出される第
１、第２、及び第３の信号Ａ，Ｂ，Ｃによりインバータ
制御状態を特定し、信号Ａ，Ｂ，Ｃか高レベル即ち論理
“１′″の時にスイッチ′素子ＡＩ 、Ｂ１ 、ＣＩが
オン、低レベル即ち論理゛０“の時にスイッチ素子Ａ１
、Ｂ１、Ｃ１がオフとする。
ＲＯＭ５はインバータ２をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ
スイッチングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書
き込んなものである。このＲＯＭ５は正転ＰＷＭパター
ンメモリＭ１と、正転用ゼロベクトルメモリＭ２と、逆
転ＰＷＭパターンメモリＭ３と、逆転用ゼロベクトルメ
モリＭ４とを有する。各メモリＭ１〜Ｍ４はＯ〜５１１
までの５１２アドレスを夫々有し、夫々アップ・ダウン
・カウンタ６の９ビットの２進出力ライン６ａの値でア
ドレス指定される。但し、４つのメモリＭ１〜Ｍ４から
１つが選択され、この選択されたメモリの出力のみがイ
ンバータ２の制御のために有効に使用される。この選択
を行うためにＲＯＭ５は零ベクｌ・ル選択制御信号入力
端子７と、正転逆転選択制御信号入力端子８とを有する
。零ベクトル選択制御信号入力端子７か論理“′１゜゛
の時にはメモリＭ１とＭ３とのいずれか一方が選択され
、論理“０′゜の時にはメモリＭ２とＭ４のいずれか一
方か選択される。また、正転逆転選択制御信号入力端子
８が“′１′”の場合にはメモリＭ１とＭ２とのいずれ
か一方か選択され、” ｏ ”の場合にはメモリＭ３と
Ｍ４とのいすれか一方か選択される。
スイッチングパターン（単位ベクトルデータ）を予め書
き込んなものである。このＲＯＭ５は正転ＰＷＭパター
ンメモリＭ１と、正転用ゼロベクトルメモリＭ２と、逆
転ＰＷＭパターンメモリＭ３と、逆転用ゼロベクトルメ
モリＭ４とを有する。各メモリＭ１〜Ｍ４はＯ〜５１１
までの５１２アドレスを夫々有し、夫々アップ・ダウン
・カウンタ６の９ビットの２進出力ライン６ａの値でア
ドレス指定される。但し、４つのメモリＭ１〜Ｍ４から
１つが選択され、この選択されたメモリの出力のみがイ
ンバータ２の制御のために有効に使用される。この選択
を行うためにＲＯＭ５は零ベクｌ・ル選択制御信号入力
端子７と、正転逆転選択制御信号入力端子８とを有する
。零ベクトル選択制御信号入力端子７か論理“′１゜゛
の時にはメモリＭ１とＭ３とのいずれか一方が選択され
、論理“０′゜の時にはメモリＭ２とＭ４のいずれか一
方か選択される。また、正転逆転選択制御信号入力端子
８が“′１′”の場合にはメモリＭ１とＭ２とのいずれ
か一方か選択され、” ｏ ”の場合にはメモリＭ３と
Ｍ４とのいすれか一方か選択される。
今、ライン６ａの９ビットをＡＯ〜八８で表わし、入力
端子７の入カビッ１・をＡ９で表わし、入力端子８の入
カピットをＡ１０で表わすとすれは、ＡＯ〜Ａ８の９ビ
ットでアドレスが指定される。またＡ９、Ａ１０が［１
１］の時に第１のメモリＭ１（正転ＰＷＭスイヅチング
パークン）か選択され、［０１］の時に第２のメモリＭ
２ （正転用ゼロベクトル）か選択され、［１０］の
時に第３のメモリＭ３ （逆転ＰＷＭスイッチングパ
ターン）が選択され、［００］の時に第４のメモリＭ４
（逆転用零ベク１・ル）が選択される。
端子７の入カビッ１・をＡ９で表わし、入力端子８の入
カピットをＡ１０で表わすとすれは、ＡＯ〜Ａ８の９ビ
ットでアドレスが指定される。またＡ９、Ａ１０が［１
１］の時に第１のメモリＭ１（正転ＰＷＭスイヅチング
パークン）か選択され、［０１］の時に第２のメモリＭ
２ （正転用ゼロベクトル）か選択され、［１０］の
時に第３のメモリＭ３ （逆転ＰＷＭスイッチングパ
ターン）が選択され、［００］の時に第４のメモリＭ４
（逆転用零ベク１・ル）が選択される。
ＲＯＭ５及ひカウンタ６を制御してインバータ２の出力
電圧を制御するなめに、モータ１にパルス発生器から成
る位置検出器９が結合され、この出力ラインは２４ピッ
１へ・アップ・タウン・カウンタ１０に接続されている
。位置検出器９は１回転で１２９６０００パルスを発生
ずるエンコー夕から成り、位置データθを発生ずる。
電圧を制御するなめに、モータ１にパルス発生器から成
る位置検出器９が結合され、この出力ラインは２４ピッ
１へ・アップ・タウン・カウンタ１０に接続されている
。位置検出器９は１回転で１２９６０００パルスを発生
ずるエンコー夕から成り、位置データθを発生ずる。
カウンタ１０は比較回路と機能するものであり、ライン
１１から与えられる位置指令データθＳと検出位置デー
タθとの偏差八〇を発生する。
１１から与えられる位置指令データθＳと検出位置デー
タθとの偏差八〇を発生する。
カウンタ１０の２４ビッ１−の出力ラインはディジタル
信号処理回路（ＤＳＰ）１２に接続されている。ディジ
タル信号処理回路１２はマイクロコンピュータから成り
、所定のソフトウェアに従って動作するものである。な
お、ディジタル信号処理回路１２の動作の理解を容易に
するために、ディジタル信号処理回路１２は、飽和回路
１３と、速度検出回路１４と、演算回路１５と、三角波
発生回路１６と、第１及び第２の比較回ｔｉ＠ １ ７
、１８と、絶対値回路１８ａとに分けて示されている。
信号処理回路（ＤＳＰ）１２に接続されている。ディジ
タル信号処理回路１２はマイクロコンピュータから成り
、所定のソフトウェアに従って動作するものである。な
お、ディジタル信号処理回路１２の動作の理解を容易に
するために、ディジタル信号処理回路１２は、飽和回路
１３と、速度検出回路１４と、演算回路１５と、三角波
発生回路１６と、第１及び第２の比較回ｔｉ＠ １ ７
、１８と、絶対値回路１８ａとに分けて示されている。
飽和回＃Ｉ１３は演算回Ｉｉ！８１５に入力する而差Δ
θを制限するものであって、カウンタ１ｏの２４ビット
出力を１６ビットに制限した偏差Δθを演算回路に与え
る。
θを制限するものであって、カウンタ１ｏの２４ビット
出力を１６ビットに制限した偏差Δθを演算回路に与え
る。
速度検出回路１４は１サンプル遅延回路１４ａと減算回
路１４ｂとから成り、単位時間当りの位置変化に基づい
て速度データωを得るものである。
路１４ｂとから成り、単位時間当りの位置変化に基づい
て速度データωを得るものである。
演算回路１５は、Δθ〉０の時にｓ＝ｃｉ ・Δθ一
Ｃ２ ・ω２の演算をなし、ΔθくＯの時にＳＣ１ ・
Δθ＋Ｃ２・ω２の演算を行う。但し、Ｃ１、Ｃ２は定
数であり、ωは回転速度である。
Ｃ２ ・ω２の演算をなし、ΔθくＯの時にＳＣ１ ・
Δθ＋Ｃ２・ω２の演算を行う。但し、Ｃ１、Ｃ２は定
数であり、ωは回転速度である。
この演算出力Ｓは任意の位置偏差八〇において理想的回
転速度ωか得られているか否かを示す。即ち、位置決め
制御における理想速度と実際の速度との相違を示す情報
が出力Ｓに含まれている。第３図は位置偏差ΔθをＸ軸
とし、速度ωをｙ軸として両者の関係を示す。目標制御
線Ｄは、Δθ〉０の時の理想値を示すものであって、 Ｓ＝Ｃ１ ・Δθ〜Ｃ２ ・ω２−０を示′１；線Ｅ
は、実際の位置閾差Δθの変化及び速度ωの変化を原理
的に示す。本実施例では、目標制御線Ｄに実際の線Ｅが
沿うように制御する。従って、第１図の演算回路１５は
、目標制御線Ｄと実際の線Ｅとの差に対応するデータを
出力する。
転速度ωか得られているか否かを示す。即ち、位置決め
制御における理想速度と実際の速度との相違を示す情報
が出力Ｓに含まれている。第３図は位置偏差ΔθをＸ軸
とし、速度ωをｙ軸として両者の関係を示す。目標制御
線Ｄは、Δθ〉０の時の理想値を示すものであって、 Ｓ＝Ｃ１ ・Δθ〜Ｃ２ ・ω２−０を示′１；線Ｅ
は、実際の位置閾差Δθの変化及び速度ωの変化を原理
的に示す。本実施例では、目標制御線Ｄに実際の線Ｅが
沿うように制御する。従って、第１図の演算回路１５は
、目標制御線Ｄと実際の線Ｅとの差に対応するデータを
出力する。
第３図に示す制御方式は、スライディングモード法と呼
ばれるものであって、公知である。
ばれるものであって、公知である。
三角波発生回路１６は振幅変調回路１６ａを含み、位置
偏差の変化に応じて異なる振幅のディジタル三角波を発
生する。なお、ディジタル三角波は２ｋＨｚの繰返し周
波数を有する。第４図は０角波の振幅と位置面差Δθと
の関係を示す。これから明らかなように位ｉｆｆ ｌｍ
差Δθが小さくなるに従って三角波の振幅も小さくなる
。
偏差の変化に応じて異なる振幅のディジタル三角波を発
生する。なお、ディジタル三角波は２ｋＨｚの繰返し周
波数を有する。第４図は０角波の振幅と位置面差Δθと
の関係を示す。これから明らかなように位ｉｆｆ ｌｍ
差Δθが小さくなるに従って三角波の振幅も小さくなる
。
第１の比較回路１７は、位置制差Δθの正負を判定し、
正の時には正転を示す“１″を出力し、負の時には逆転
を示す“０“″を出力する。この正転／逆転（Ｆ／Ｂ）
信号はＲＯＭの端子８に与えられる。
正の時には正転を示す“１″を出力し、負の時には逆転
を示す“０“″を出力する。この正転／逆転（Ｆ／Ｂ）
信号はＲＯＭの端子８に与えられる。
第２の比較回路１８は、三角波と演算出力Ｓの絶対値と
を比較し、三角波と出力Ｓとの大小関係を示す１０ビッ
１・のデータを出力する。即ち、第９図（Ａ）に示すよ
うに三角波ＶＣと絶対値１８ａから得られるＳの絶対値
とを比較し、第９図（Ｂ）に対応するディジタルデータ
を出力する。
を比較し、三角波と出力Ｓとの大小関係を示す１０ビッ
１・のデータを出力する。即ち、第９図（Ａ）に示すよ
うに三角波ＶＣと絶対値１８ａから得られるＳの絶対値
とを比較し、第９図（Ｂ）に対応するディジタルデータ
を出力する。
比較回路１８の出力段に接続された単安定マルチバイブ
レー夕と同様な動作をするタイマ１９がらは第９図（Ｂ
＞に示すＩｆ Ｉ Ｉ＋と゛０″とがら成る２値データ
か得られる。タイマ１つの出力の” １ ”は運転する
ための期間を示し、゜゛０′”は停止（零ベクトル発生
》期間を示す。タイマ１９の出力ラインはＲＯＭ５の零
ベクトル選択制御信号入力端子７に接続されていると共
にＡＮＤケー１・２ｏに接続されている。
レー夕と同様な動作をするタイマ１９がらは第９図（Ｂ
＞に示すＩｆ Ｉ Ｉ＋と゛０″とがら成る２値データ
か得られる。タイマ１つの出力の” １ ”は運転する
ための期間を示し、゜゛０′”は停止（零ベクトル発生
》期間を示す。タイマ１９の出力ラインはＲＯＭ５の零
ベクトル選択制御信号入力端子７に接続されていると共
にＡＮＤケー１・２ｏに接続されている。
クロック発生器２１は３０ｋＨｚのクロックパルスをＡ
ＮＤゲート２ｏを介してカウンタ６のクロック入力端子
に与えると共に、Ｄ／Ａ変換器１９に２ＭＨｚのクロッ
クパルスを与える。３０ｋＨｚのクロックパルスは運転
／停止信号が” ｉ ”の時にＡＮＤゲート２０を通っ
てカウンタ６に与えられ、ＲＯＭ５のアドレスかインク
リメントされる。
ＮＤゲート２ｏを介してカウンタ６のクロック入力端子
に与えると共に、Ｄ／Ａ変換器１９に２ＭＨｚのクロッ
クパルスを与える。３０ｋＨｚのクロックパルスは運転
／停止信号が” ｉ ”の時にＡＮＤゲート２０を通っ
てカウンタ６に与えられ、ＲＯＭ５のアドレスかインク
リメントされる。
［ＲＯＭの内容］
ＲＯＭ５には第６図に原理的に示す如くデータか書き込
まれている。即ち、ＲＯＭ５の各メモリＭ１〜Ｍ４はア
ドレス０〜５１１を有し、正転ＰＷＭパターンメモリＭ
１のアドレス０〜３には例えば電圧ベクトルＶ６ 、Ｖ
２ 、Ｖ６ 、Ｖ２のデータか順に書き込まれ、正転用
ゼロベクトルメモリＭ２のアドレス０〜３には零ベク１
〜ルＶ７ ， ＶＯ ，Ｖ７ 、ＶＯのデータが順に書
き込まれ、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ３のアドレス０
〜３には電圧ベクトルｖ１、■５、ｖ１、■５のデータ
が順に書き込まれ、逆転用ゼロベクトルメモリＭ４には
零ベクトルＶｏ ，Ｖ７ 、ＶＯ ，Ｖ７のデータが順
に書き込まれている。残りのアドレス４〜５１１にもア
ドレスＯ〜３と同一の原理でベクトルデーＪ３ 夕か書き込まれている。第６図の各アドレスのベク１〜
ルデータは原理を示すものであるため、実際のデータと
は異なる。今、正転ＰＷＭパターンメモリＭ１のアドレ
ス０〜８４（０゜〜６０゜区間に対応）の実際の電圧ベ
クトルデータを示すと、ｖ６、ｖ６、■６、■６、ｖ２
、■２、■２、ｖ２、Ｖ２、Ｖ２、Ｖ６、ｖ６、Ｖ６、
■６、■２、■２、Ｖ２、■２、ｖ２、Ｖ２、Ｖ６、■
６、■６、Ｖ６、■２、■２、■２、■２、■２、■２
，Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２
、Ｖ２、Ｖ２、■２、■２、ｖ２、Ｖ２、■２、ｖ２、
Ｖ２、■２、■２、■２、■２、■２、■２、■２、Ｖ
２ ．． Ｖ２ − Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２
、Ｖ２ 、Ｖ２、■２、Ｖ３、■３、■３、ｖ３、Ｖ２
、■２、■２、■２、■２、■２、■３、■３、■３、
■３ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ
２ 、Ｖ３、Ｖ３ 、Ｖ３ 、Ｖ３になる。
まれている。即ち、ＲＯＭ５の各メモリＭ１〜Ｍ４はア
ドレス０〜５１１を有し、正転ＰＷＭパターンメモリＭ
１のアドレス０〜３には例えば電圧ベクトルＶ６ 、Ｖ
２ 、Ｖ６ 、Ｖ２のデータか順に書き込まれ、正転用
ゼロベクトルメモリＭ２のアドレス０〜３には零ベク１
〜ルＶ７ ， ＶＯ ，Ｖ７ 、ＶＯのデータが順に書
き込まれ、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ３のアドレス０
〜３には電圧ベクトルｖ１、■５、ｖ１、■５のデータ
が順に書き込まれ、逆転用ゼロベクトルメモリＭ４には
零ベクトルＶｏ ，Ｖ７ 、ＶＯ ，Ｖ７のデータが順
に書き込まれている。残りのアドレス４〜５１１にもア
ドレスＯ〜３と同一の原理でベクトルデーＪ３ 夕か書き込まれている。第６図の各アドレスのベク１〜
ルデータは原理を示すものであるため、実際のデータと
は異なる。今、正転ＰＷＭパターンメモリＭ１のアドレ
ス０〜８４（０゜〜６０゜区間に対応）の実際の電圧ベ
クトルデータを示すと、ｖ６、ｖ６、■６、■６、ｖ２
、■２、■２、ｖ２、Ｖ２、Ｖ２、Ｖ６、ｖ６、Ｖ６、
■６、■２、■２、Ｖ２、■２、ｖ２、Ｖ２、Ｖ６、■
６、■６、Ｖ６、■２、■２、■２、■２、■２、■２
，Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２
、Ｖ２、Ｖ２、■２、■２、ｖ２、Ｖ２、■２、ｖ２、
Ｖ２、■２、■２、■２、■２、■２、■２、■２、Ｖ
２ ．． Ｖ２ − Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２
、Ｖ２ 、Ｖ２、■２、Ｖ３、■３、■３、ｖ３、Ｖ２
、■２、■２、■２、■２、■２、■３、■３、■３、
■３ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ２ 、Ｖ
２ 、Ｖ３、Ｖ３ 、Ｖ３ 、Ｖ３になる。
［電圧ベク１〜ル］
第７図は６個の電圧ベクトルｖ１〜Ｖ６と、２つの零ベ
クトルＶＯ 、Ｖ７とを示す。インバータ２のスイッチ
素子Ａ１ 、Ｂ１ 、ＣＩのとりうるスイッチング状態
は、（０００）、（００１）、（０１０） 、 ＜
０１１） 、 （１００） 、 （１０１＞（
１１０）、（１１１）の８つであるので、これをＶＯ、
Ｖ１、ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６、ｖ７で表わずこ
とにする。本実施例の装置では、電圧ベク１〜ルｖＯ〜
Ｖ７がＲＯＭ５に書き込まれ、これか制御データ（Ａ，
Ｂ，Ｃ）として出力される。８つのベクトル■０〜■７
を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトル
を得ることができる。
クトルＶＯ 、Ｖ７とを示す。インバータ２のスイッチ
素子Ａ１ 、Ｂ１ 、ＣＩのとりうるスイッチング状態
は、（０００）、（００１）、（０１０） 、 ＜
０１１） 、 （１００） 、 （１０１＞（
１１０）、（１１１）の８つであるので、これをＶＯ、
Ｖ１、ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５、Ｖ６、ｖ７で表わずこ
とにする。本実施例の装置では、電圧ベク１〜ルｖＯ〜
Ｖ７がＲＯＭ５に書き込まれ、これか制御データ（Ａ，
Ｂ，Ｃ）として出力される。８つのベクトル■０〜■７
を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトル
を得ることができる。
［ベクトル選択］
第８図は回転磁界ベクトルφ１を得るための電圧ベクト
ルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
＠（終点）の軌跡を円に近づけるためには、３３０゜〜
３０゜区間で第６及び第２のベクトルＶ６、ｖ２、３０
゜〜９０°区間で第２及び第３のベク１〜ルＶ２、Ｖ３
、９０６〜１５０゜区間で第３及び第１のベクトルＶ３
− Ｖ１、１５０″〜２１０６区間で第１及び第５の
べクトルＶ１ 、Ｖ５ 、２１０’ 〜２７０’区間で
第５及び第４のベクトルＶ５、ｖ４、２７０゜〜３３０
゜区間で第４及び第６のベク｝〜ルＶ４ 、ＶＢを選択
する。原理的に示す第８図の３３０゜〜３０゜区間では
有意ベクトルとしてＶ６とＶ２とが選択され、ベクトル
回転を止める時に零ベクトルｖ７が選択されている。モ
ータ１を正転させる時には第８図でＵＰで示す方向に回
転磁界ベクトルφ１が回転され、逆転又は制動する時に
は、Ｄ ＯＷＮで示す方向に回転される。
ルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
＠（終点）の軌跡を円に近づけるためには、３３０゜〜
３０゜区間で第６及び第２のベクトルＶ６、ｖ２、３０
゜〜９０°区間で第２及び第３のベク１〜ルＶ２、Ｖ３
、９０６〜１５０゜区間で第３及び第１のベクトルＶ３
− Ｖ１、１５０″〜２１０６区間で第１及び第５の
べクトルＶ１ 、Ｖ５ 、２１０’ 〜２７０’区間で
第５及び第４のベクトルＶ５、ｖ４、２７０゜〜３３０
゜区間で第４及び第６のベク｝〜ルＶ４ 、ＶＢを選択
する。原理的に示す第８図の３３０゜〜３０゜区間では
有意ベクトルとしてＶ６とＶ２とが選択され、ベクトル
回転を止める時に零ベクトルｖ７が選択されている。モ
ータ１を正転させる時には第８図でＵＰで示す方向に回
転磁界ベクトルφ１が回転され、逆転又は制動する時に
は、Ｄ ＯＷＮで示す方向に回転される。
［動 作コ
位置検出器９から得られる位置テータθと目標位置デー
タθＳとがカウンタ１０で比較され、位置閾差Δθか得
られ、この値が第３図に示すようにＯから大幅に離れて
いれば、モータ１を高速回転して目標位置に近づけなけ
ればならない。これを迅速且つ安定的に達成するために
、位置偏差データΔθと速度検出回１？８１４がら得ら
れる速度データωとが演算回路１５に入力し、Ｓの値が
演算回路１５内に示す式に従って求められる。第３図に
示すように出発点においてΔθが０から大幅に離れてい
る場合には、Ｓの値は勿論に零にならない。また、Ｓの
値は第９図（Ａ）に示す三角波に交差せずにこの上方に
位置する６このなめ、タイマ１つは連続的に゛１″を送
出し、停止期間（零ベクトル期間）が実質的に無い状態
でモータ１は連続駆動される。即ち、カウンタ６のアド
レス指定によってＲＯＭ５の第１のメモリＭ１の内容が
順次に読み出される。これにより、モータ１の速度は第
３図の線Ｅに示すように変化する。即ち、モータ１の角
度位置が目標位置に近づくと共に回転速度が高くなり、
ついに目標制御線Ｄを横切る。
タθＳとがカウンタ１０で比較され、位置閾差Δθか得
られ、この値が第３図に示すようにＯから大幅に離れて
いれば、モータ１を高速回転して目標位置に近づけなけ
ればならない。これを迅速且つ安定的に達成するために
、位置偏差データΔθと速度検出回１？８１４がら得ら
れる速度データωとが演算回路１５に入力し、Ｓの値が
演算回路１５内に示す式に従って求められる。第３図に
示すように出発点においてΔθが０から大幅に離れてい
る場合には、Ｓの値は勿論に零にならない。また、Ｓの
値は第９図（Ａ）に示す三角波に交差せずにこの上方に
位置する６このなめ、タイマ１つは連続的に゛１″を送
出し、停止期間（零ベクトル期間）が実質的に無い状態
でモータ１は連続駆動される。即ち、カウンタ６のアド
レス指定によってＲＯＭ５の第１のメモリＭ１の内容が
順次に読み出される。これにより、モータ１の速度は第
３図の線Ｅに示すように変化する。即ち、モータ１の角
度位置が目標位置に近づくと共に回転速度が高くなり、
ついに目標制御線Ｄを横切る。
なお、線Ｅか線Ｄの近傍に至ると両者の差が小さくなり
、演算出力Ｓが第９図（Ａ）に示す三角波ＶＣを横切る
ようになる。これにより、演算出力Ｓの変化に応じて運
転期間と停止期間のデュティ比が変化するようになり、
比例的制御状態が得られる。モータ１の速度は慣性によ
って第３図の目標制御線Ｄの左右に飛び出す。しかし、
本実施例では、位置偏差Δθが大きい区間においては三
角波Ｖｃの振幅が第９図＜Ａ＞に示すように大きく設定
されているので、演算出力Ｓが三角波Ｖｃの範囲（比例
範囲又は制御可能範囲）から離脱することが少なく、安
定性の良い制御状態が得られる。
、演算出力Ｓが第９図（Ａ）に示す三角波ＶＣを横切る
ようになる。これにより、演算出力Ｓの変化に応じて運
転期間と停止期間のデュティ比が変化するようになり、
比例的制御状態が得られる。モータ１の速度は慣性によ
って第３図の目標制御線Ｄの左右に飛び出す。しかし、
本実施例では、位置偏差Δθが大きい区間においては三
角波Ｖｃの振幅が第９図＜Ａ＞に示すように大きく設定
されているので、演算出力Ｓが三角波Ｖｃの範囲（比例
範囲又は制御可能範囲）から離脱することが少なく、安
定性の良い制御状態が得られる。
第３図において２本の点線に挟まれた領域が比例領域で
ある。モータ１の速度ωは第３図から明らかなように目
標制御線Ｄに沿うように制御される。モータ１か回転を
継続すると、位置偏差Δθが徐々に小さくなる。これと
共に、第９図（Ａ）に示すように三角波Ｖｃの振幅が徐
々に小さくなる。速度が低い領域では制御が不安定にな
る可能性か少ないので、三角波Ｖｃの振幅を小さくして
等価的にゲインを上げて応答性及び精度を改善する。
ある。モータ１の速度ωは第３図から明らかなように目
標制御線Ｄに沿うように制御される。モータ１か回転を
継続すると、位置偏差Δθが徐々に小さくなる。これと
共に、第９図（Ａ）に示すように三角波Ｖｃの振幅が徐
々に小さくなる。速度が低い領域では制御が不安定にな
る可能性か少ないので、三角波Ｖｃの振幅を小さくして
等価的にゲインを上げて応答性及び精度を改善する。
第１図にはディジタル信号処理回路１２がアナログ類推
で示されているが、実際には第５図に示すソフ１−ウエ
アによって制御が実行される。
で示されているが、実際には第５図に示すソフ１−ウエ
アによって制御が実行される。
このフローチャ−１〜から明らかなように、Δθが零近
傍値θ０よりも小さい領域ではＳ２ ＝Ｋ２（Δθ）ｆ
Δθｄｔの積分値が求められる。即ち、１つ 位置痢差Δθの積分値が求められる。この積分の代りに
Ｓの積分値を８２としてもよい。そして、ΔθくθＯの
領域ではＵ ＝ Ｓ ＋ ３ ２を使用して丁転、逆転
を判断し、又このＵの絶対値と三角波とを比較回路１８
で比較する。Ｓに積分値Ｓ２を加算すると、偏差が見か
ζフ上大きくなり、三角波とＵとの比較出力の゛１′″
の期間が長くなり、モータ１の駆動期間か長くなる。こ
れにより、モータ１のトルクか大きくなり、低速領域で
不要に停止しなくなる。
傍値θ０よりも小さい領域ではＳ２ ＝Ｋ２（Δθ）ｆ
Δθｄｔの積分値が求められる。即ち、１つ 位置痢差Δθの積分値が求められる。この積分の代りに
Ｓの積分値を８２としてもよい。そして、ΔθくθＯの
領域ではＵ ＝ Ｓ ＋ ３ ２を使用して丁転、逆転
を判断し、又このＵの絶対値と三角波とを比較回路１８
で比較する。Ｓに積分値Ｓ２を加算すると、偏差が見か
ζフ上大きくなり、三角波とＵとの比較出力の゛１′″
の期間が長くなり、モータ１の駆動期間か長くなる。こ
れにより、モータ１のトルクか大きくなり、低速領域で
不要に停止しなくなる。
第１の比較回路１７の出力が第９図（Ｃ）のｔ５以前に
示す如く比較出力が高レベル゛１′”であるとすれば、
これがカウンタ６に入力し、カウンタ６はこの期間には
アップ動作する。第２の比教回路１８の出力段のタイマ
１９からは、三角波ＶＣがＳよりも高い時（ｔ１〜ｔ２
）に低レベル出力゛′Ｏ″を発生し、逆の時（ｔ２〜ｔ
３＞には高レベル出力“１″を発生する。ｔ１〜ｔ２の
期間には、ＲＯＭ５においては［Ａ９ ＡＩＯ］ −［
０ １ ］に応答して正転用ゼロベク１−ルメモリＭ２
が選択され、ｔ２〜ｔ３のように［Ａ９ ＡＩＯ］ −
［１ １］の時には正転ＰＷＭパターンＭ２か選択され
る。
示す如く比較出力が高レベル゛１′”であるとすれば、
これがカウンタ６に入力し、カウンタ６はこの期間には
アップ動作する。第２の比教回路１８の出力段のタイマ
１９からは、三角波ＶＣがＳよりも高い時（ｔ１〜ｔ２
）に低レベル出力゛′Ｏ″を発生し、逆の時（ｔ２〜ｔ
３＞には高レベル出力“１″を発生する。ｔ１〜ｔ２の
期間には、ＲＯＭ５においては［Ａ９ ＡＩＯ］ −［
０ １ ］に応答して正転用ゼロベク１−ルメモリＭ２
が選択され、ｔ２〜ｔ３のように［Ａ９ ＡＩＯ］ −
［１ １］の時には正転ＰＷＭパターンＭ２か選択され
る。
なお、ｔ１〜ｔ２では、ＡＮＤグー１〜２０をクロック
パルスが通過ぜず、カウンタ６かインクリメンｌ一され
ないため、同一アドレスを指定し続ｃｔる。
パルスが通過ぜず、カウンタ６かインクリメンｌ一され
ないため、同一アドレスを指定し続ｃｔる。
一方、ｔ２〜ｔ３ではクロックパルスはＡＮＤゲー１〜
２０を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。これに
より、カウンタ６の９ビットＡＯ −Ａ８の値かアップ
動作で増大し、メモリＭ１のアドレスが順次に指定され
る。しかし、ｔ３時点で第９図（Ｂ）の波形が低レベル
になると、カウンタ６のクロック入力が禁止され、カウ
ンタ６はこの時点のアドレス指定を保持する。例えば、
第６図に示す如くアドレス２でメモリＭ１のベクトルＶ
６が読み出されている時に、メモリＭ２が選択されると
、同一のアドレス２における正転用零ベク１−ルＶ７（
１１１）が選択される。零ベクｌ〜ル■７は第９図（Ｂ
）の波形が低レベルの間発生し続ける。再ひカウンタ６
にクロックパルスが入力し、カウンタ６の出力が１段イ
ンクリメン１−されると、正転ＰＷＭパターンメモリＭ
１のアドレス３の零ベクトルＶ２ （０１０）か選択
される。零ベクｌ〜ルはＶｏ （０００＞とＶ７
（１１１）との２［ｉ類から成るが、スイッチ素子Ａ１
〜Ｃ２の切換えが少なくてすむ方のベクトルが選択され
る。カウンタ６が１０進数の０〜５１１に対応する２進
数を発生し終ると、正転ＰＷＭパターンの０〜３６０゜
の全電圧ベク１・ルデータが読み出され、インバータ２
から三和の近似正弦波電圧が発生し、且つモータ１に円
軌跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。
２０を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。これに
より、カウンタ６の９ビットＡＯ −Ａ８の値かアップ
動作で増大し、メモリＭ１のアドレスが順次に指定され
る。しかし、ｔ３時点で第９図（Ｂ）の波形が低レベル
になると、カウンタ６のクロック入力が禁止され、カウ
ンタ６はこの時点のアドレス指定を保持する。例えば、
第６図に示す如くアドレス２でメモリＭ１のベクトルＶ
６が読み出されている時に、メモリＭ２が選択されると
、同一のアドレス２における正転用零ベク１−ルＶ７（
１１１）が選択される。零ベクｌ〜ル■７は第９図（Ｂ
）の波形が低レベルの間発生し続ける。再ひカウンタ６
にクロックパルスが入力し、カウンタ６の出力が１段イ
ンクリメン１−されると、正転ＰＷＭパターンメモリＭ
１のアドレス３の零ベクトルＶ２ （０１０）か選択
される。零ベクｌ〜ルはＶｏ （０００＞とＶ７
（１１１）との２［ｉ類から成るが、スイッチ素子Ａ１
〜Ｃ２の切換えが少なくてすむ方のベクトルが選択され
る。カウンタ６が１０進数の０〜５１１に対応する２進
数を発生し終ると、正転ＰＷＭパターンの０〜３６０゜
の全電圧ベク１・ルデータが読み出され、インバータ２
から三和の近似正弦波電圧が発生し、且つモータ１に円
軌跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。
この様な制御において、目標位置と検出位置との差が小
さくなると、第９図（Ｂ）の； 形の低レベル期間か相
対的に長くなり、零ベク１〜ルが選択される期間が長く
なる。
さくなると、第９図（Ｂ）の； 形の低レベル期間か相
対的に長くなり、零ベク１〜ルが選択される期間が長く
なる。
なお、第９図のｔ２が０度であるとすれは、定周期Ｔの
中のｔ２〜ｔ３に第１０図に示ずようにベクトル■６、
ｖ６、Ｖ６、■６、■２、■２か一定幅Ｔｐを有して一
定の周期で発生し、その後零ベク１〜ル■０がｔ３〜ｔ
４期間に発生ずる。
中のｔ２〜ｔ３に第１０図に示ずようにベクトル■６、
ｖ６、Ｖ６、■６、■２、■２か一定幅Ｔｐを有して一
定の周期で発生し、その後零ベク１〜ル■０がｔ３〜ｔ
４期間に発生ずる。
本実施例の方式によれは機緘角で１秒の超高精度位置決
めが達成される。
めが達成される。
［変形例］
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えは
次の変形か可能なものである。
次の変形か可能なものである。
（１） 第１図のディジタル信号処理回路１２をアナロ
グ回路で楊成することができる。
グ回路で楊成することができる。
（２） 速度データωを速度検出器で求めてもよい。
（３） 第１１図に示すように八〇とωとの理想的関係
（目標制御線）を直線にしてもよい。
（目標制御線）を直線にしてもよい。
（４） 全期間において同一の方法で速度データを得る
代りに、目標位置から離れている領域では、第１図に示
す方法で速度データを得、目標位置付近において位置偏
差が少ないか又は無くなった低速領域では、位置偏差変
化期間におけるクロック数の計測による方法により速度
検出を行って精度を向上させてもよい。これにより目標
位置付近でのスライディング曲線に対する収束性を改善
することがてきる。即ち、低速領域では位置検出器９か
ら得られるパルスの周期をクロックパルスの計数によっ
て測定し、これに基づいて速度データを得、デイジタル
処理回路１２に与えてもよい。
代りに、目標位置から離れている領域では、第１図に示
す方法で速度データを得、目標位置付近において位置偏
差が少ないか又は無くなった低速領域では、位置偏差変
化期間におけるクロック数の計測による方法により速度
検出を行って精度を向上させてもよい。これにより目標
位置付近でのスライディング曲線に対する収束性を改善
することがてきる。即ち、低速領域では位置検出器９か
ら得られるパルスの周期をクロックパルスの計数によっ
て測定し、これに基づいて速度データを得、デイジタル
処理回路１２に与えてもよい。
［発明の効果］
本発明によれは、高精度位置決めを達成することかでき
る。
る。
第１図は本発明の実施例に係わるモータ制御方式を示す
ブロック図、 第２図は第１図のインバータを詳しく示す回路図、 第３図は第１図の方式における位置偏差Δθと速度ωと
の関係を座標で示す図、 第４図は第１図の方式の三角波の振幅と位置偏差Δθと
の関係を示す図、 第５図は第１図の方式のソフトウエアを示す流れ図、 第６図は第１図のＲＯＭの内容の一部を原理的に示す図
、 第７図は電圧ベクトルを示す図、 第８図は回転磁界ベク１〜ルを示す図、第９図は第１図
の各部の状態を示す図、第１０図は第９図（Ｅ）の一部
を詳しく示す図、第１１図は変形例の位置偏差Δθと速
度ωとの関係を座標で示す図である。 １・・・モータ、２・・・インバータ、５・・・ＲＯＭ
、９・・・位置検出器、１０・・・カウンタ、１２・・
・デイジタル信号処理回路、１６・・・三角波発生回路
。
ブロック図、 第２図は第１図のインバータを詳しく示す回路図、 第３図は第１図の方式における位置偏差Δθと速度ωと
の関係を座標で示す図、 第４図は第１図の方式の三角波の振幅と位置偏差Δθと
の関係を示す図、 第５図は第１図の方式のソフトウエアを示す流れ図、 第６図は第１図のＲＯＭの内容の一部を原理的に示す図
、 第７図は電圧ベクトルを示す図、 第８図は回転磁界ベク１〜ルを示す図、第９図は第１図
の各部の状態を示す図、第１０図は第９図（Ｅ）の一部
を詳しく示す図、第１１図は変形例の位置偏差Δθと速
度ωとの関係を座標で示す図である。 １・・・モータ、２・・・インバータ、５・・・ＲＯＭ
、９・・・位置検出器、１０・・・カウンタ、１２・・
・デイジタル信号処理回路、１６・・・三角波発生回路
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ［１］モータの回転角度位置又はこれに対応する位置を
目標位置にするために、現在位置と目標位置との差から
成る位置偏差（Δθ）を第１の軸とし、モータの速度（
ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座標にお
いて零点を通る目標制御線（スライディング曲線）を設
定し、前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（Δθ
）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、前記位
置偏差（Δθ）と検出された速度（ω）とで決定される
座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
御方法において、 前記目標制御線を中心にして一方の側に加速制御領域を
設け、且つ他方の側に減速制御領域を設け、且つ前記目
標制御線の両側に比例制御領域を設け、且つ前記比例制
御領域の幅を前記位置偏差が小さくなるに従って狭くし
たことを特徴とするモータ制御方法。 ［２］モータの回転角度位置又はこれに対応する位置を
目標位置にするために、現在位置と目標位置との差から
成る位置偏差（Δθ）を第１の軸とし、モータの速度（
ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座標にお
いて零点を通る目標制御線（スライディング曲線）を設
定し、前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（Δθ
）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、前記位
置偏差（Δθ）と検出された速度（ω）とで決定される
座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
御方法において、前記差を示す信号又は前記位置偏差に
対応する信号の時間に対する積分値を求め、この積分値
と前記差を示す信号との和に比例してモータを制御しな
がら目標位置にてモータを停止させることを特徴とする
モータ制御方法。 〔３〕モータの回転角度位置又はこれに対応する位置を
目標位置にするために、現在位置と目標位置との差から
成る位置偏差（Δθ）を第１の軸とし、モータの速度（
ω）を前記第１の軸に直交する第２の軸とした座標にお
いて零点を通る目標制御線（スライディング曲線）を設
定し、前記現在位置を示す位置データを得、 前記位置データと目標位置とを比較して位置偏差（Δθ
）を求め、 前記モータの速度（ω）を示す速度データを得、前記位
置偏差（Δθ）と検出された速度（ω）とで決定される
座標位置と前記目標制御線との位置の差を求め、 前記差を補正しながら前記目標制御線に沿って位置偏差
を零に収束させるように前記モータを制御するモータ制
御方法において、前記モータの少なくとも低速領域では
、速度検出又は位置検出のために前記モータに関係して
得られる信号の周期をクロックパルスの計測して前記速
度データを得ることを特徴とするモータ制御方法。 ［４］前記モータは誘導電動機である請求項１又は２又
は３記載のモータ制御方法。 ［５］前記モータの速度制御はパルス幅変調インバータ
で行うことを特徴とする請求項４記載のモータ制御方法
。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1058493A JP2731815B2 (ja) | 1989-03-11 | 1989-03-11 | モータ制御方法 |
| US07/445,480 US4962976A (en) | 1989-03-11 | 1989-12-04 | A.C. motor drive method and apparatus for precision positional control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1058493A JP2731815B2 (ja) | 1989-03-11 | 1989-03-11 | モータ制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02238508A true JPH02238508A (ja) | 1990-09-20 |
| JP2731815B2 JP2731815B2 (ja) | 1998-03-25 |
Family
ID=13085951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1058493A Expired - Lifetime JP2731815B2 (ja) | 1989-03-11 | 1989-03-11 | モータ制御方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4962976A (ja) |
| JP (1) | JP2731815B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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